集成MOSFET驅動(dòng)器的全橋移相控制器-LM5046(四)
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(2)工作狀態(tài)2(主動(dòng)到從動(dòng)傳輸)
在功率傳輸周期結束后，PWM關(guān)斷開(kāi)關(guān)LO2，在初級側，折回的負載電流加上勵磁電流經(jīng)由SW2結點(diǎn)返回VIN，從主動(dòng)到從動(dòng)傳輸在HO2體二極管或HO2導通時(shí)完成，無(wú)論誰(shuí)早一些完成。延遲總是插入的，其由設置RD2給出合適的值，HO2僅在體二極管正偏時(shí)導通，在此模式下，Imag +Ilplak作為電流源給SW2結點(diǎn)處的寄生電容充電。在輕載條件下，它用更長(cháng)的時(shí)間將SW結點(diǎn)推向VIN。
主動(dòng)到從動(dòng)的傳輸時(shí)間可以用下式近似求出：
此處，Im是勵磁電流，NTR是變壓器匝比，Ilpesk是輸出濾波電感電流的峰值，Cparasitic是結點(diǎn)SW2處的寄生電容。
(3)工作狀態(tài)3(自由運轉／從動(dòng)模式)
在自由運轉時(shí)與傳統全橋初級四個(gè)MOSFET全部關(guān)斷不同，在PSFB拓撲中變壓器的初級被頂部?jì)蓚€(gè)MOSFET(HO1、HO2)短路，或者被底部?jì)蓚€(gè)MOSFET短路，在CLK周期內，頂部MOSFETHO1和HO2保持共同導通。進(jìn)一步在二次側很像傳統全橋拓撲，同步整流的MOSFET兩個(gè)都被激活，
在此狀態(tài)，沒(méi)有能量傳輸，濾波電感電流通過(guò)同步整流的MOSFET在運行。
(4)工作模式4(從動(dòng)到主動(dòng)傳輸)
在開(kāi)關(guān)周期結束時(shí)，也就是振蕩器測定出電流CLK周期后，初級開(kāi)關(guān)HO1和二次側FET，SR1同時(shí)關(guān)斷，結點(diǎn)SW1處的電壓開(kāi)始降落到GND，這是由于功率變壓器的漏感加上傳輸電感和SW1處的寄生電容之間的諧振造成的，勵磁電感在此時(shí)被短路，因此它沒(méi)有任何動(dòng)作，LC諧振的結果形成半個(gè)正弦波，其周期取決于漏感和寄生電容，正弦半波的峰值是負載電流的函數，由從動(dòng)到主動(dòng)傳輸時(shí)間由下式給出：
當由仔細增加漏感或增加一個(gè)外部串入電感來(lái)調諧時(shí)，正弦諧振波形峰值由LO1體二極管箝住，在此時(shí)ZVS在LO1開(kāi)關(guān)時(shí)實(shí)現。
CLK周期的開(kāi)關(guān)順序如下：開(kāi)關(guān)LO1主動(dòng)期令對角的LO1和HO2導通，傳輸功率，功率傳輸周期結束，此時(shí)PWM關(guān)斷HO2緊隨著(zhù)是主動(dòng)到從動(dòng)傳輸。此時(shí)LO2導通，在自由運轉時(shí)，LO1和LO2兩者激活，從這個(gè)順序可以推斷，右上部和左下部MOS導通(HO2、LO2)其由PWM信號終止，結束
功率傳輸周期，SW2結點(diǎn)總是見(jiàn)到主動(dòng)到從動(dòng)的傳輸，進(jìn)一步，MOSFET導通橋的左上和左下，總值CLK結束時(shí)關(guān)斷，此自由運轉周期，SW1結點(diǎn)總是見(jiàn)到從動(dòng)到主動(dòng)的傳輸。
(1)控制方法選擇
LM5046是一個(gè)多功能的PWM控制IC，它既可以組成電流型控制，也可以組成電壓型控制，選擇控制模式通常取決于設計師的偏好。下面必須考慮的是選擇控制方法。電流控制型能固有地平衡磁密，全橋拓樸等其它雙輸出拓樸，必須防止磁芯飽合，任何不對稱(chēng)的伏秒積加到兩相之間都會(huì )導致磁密不平衡，這會(huì )導致變壓器的DC偏移，伏秒積不平衡可以由電流型控制解決，在電流型控制中，初級電流信號狀態(tài)與相應誤差信號比較去控制占空比，在穩定狀態(tài)下，這個(gè)結果在每一相工作終止時(shí)由脈寬調節相同的峰值電流，于是有了相同的伏秒積。
電流控制型對噪聲和次諧波振蕩是敏感的，當采用電壓控制型時(shí)，使用大的斜波給PWM，這樣就不敏感了。電壓型控制采用電壓前饋的方法有了很好的線(xiàn)路瞬態(tài)響應。當用電壓控制型時(shí)，可以用一支DC電容與變壓器初級線(xiàn)圈串聯(lián)，來(lái)防止任何的磁密不平衡導致的變壓器磁芯飽合。
* 用LM5046作電壓控制型
LM5046作電壓型控制時(shí)，外部電阻RFF接到VIN和RAMP端，電容CFF接到RAMP和AGND，RAMP端需要建起一個(gè)鋸齒波調制斜波信號，如圖8。在RAMP端信號的斜率將隨著(zhù)輸入電壓變化。改變的斜率提供必要的線(xiàn)路前饋信息以改善線(xiàn)路的瞬態(tài)響應。以此做電壓型控制，用恒定的誤差信號，導通時(shí)間的變化反比于輸入電壓(VIN)以此穩定變壓器初級的伏秒積，用線(xiàn)路前饋的斜波給PWM控制所需，從而提高線(xiàn)路調整率，在改變輸入電壓時(shí)作環(huán)路補償。進(jìn)一步電壓控制型對噪聲不太敏感。不需要前沿濾波。因此它對寬輸入電壓變化的情況是一個(gè)好的選擇，電壓型控制需要Ⅲ型補償網(wǎng)絡(luò )，可以完整的結合L-C的輸出濾波器的極點(diǎn)。
推薦CFF電容值的范圍從100PF到1800PF，參考圖8，可以看到CFF值必須足夠小，以便當時(shí)鐘脈寬在50nS時(shí)能放電，內部放電MOSFET的RDS(ON)為5．5Ω，RFF的值由下式計算：
例如，設VRAMP為1．5V，在VIN MIN為36V時(shí)，fosc=400kHz，CFF=470pF，這時(shí)RFF為125kΩ。(未完待續)
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/160938.htm
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