基于0.18μm RF CMOS工藝的低相噪寬帶LC VCO設計

0 引言

壓控振蕩器(VCO)是射頻集成電路(RF-ICs)中的關(guān)鍵模塊之一。近年來(lái)隨著(zhù)無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)的快速發(fā)展，射頻收發(fā)機也有了新的發(fā)展趨勢，即單個(gè)收發(fā)機要實(shí)現寬頻率多標準的覆蓋，例如用于移動(dòng)數字電視接收的調諧器一般要實(shí)現T-DMB、DMB-T等多個(gè)標準，并能覆蓋VHF、UHF和LBAND等多個(gè)頻段。本文所介紹的VCO設計采用如圖1(a)所示的交叉耦合電感電容結構，相對于其他結構的VCO來(lái)說(shuō)該結構更加易于片上集成和實(shí)現低功耗設計，并且利用LC諧振回路的帶通濾波特性，能獲得更好的相位噪聲性能。

本設計采用TSMC的0.18μm、5層金屬的RFCMOS工藝，所用無(wú)源器件全部片內集成，其中螺旋電感由第5層金屬制成。由于該金屬層較厚因而具有較低的寄生串聯(lián)電阻，保證了螺旋電感具有足夠高的Q值。該VCO用于覆蓋VHF、UHF和LBAND三個(gè)頻段的零中頻結構接收機(ZERO-IFtuner)。實(shí)測結果表明，在1.8 V電源供電的情況下，僅消耗2.7 mA的電流，輸出頻率實(shí)現了在1.65～2.45 GHz的超寬范圍內連續可調。在1.65 GHz工作頻率下，20 kHz頻偏處的相位噪聲僅為-87.88 dBc／Hz，完全滿(mǎn)足接收機的系統要求。

1 寬帶LC VCO設計

本設計的主要目標是要能覆蓋800MHz以上的頻率范圍，中心頻率在2 GHz，即覆蓋1.6～2.4 GHz。在選擇核心電路時(shí)采用了圖1的拓撲結構，因為相對于其他能實(shí)現超寬頻率覆蓋范圍的結構如環(huán)形振蕩器或松弛振蕩器，該結構簡(jiǎn)單高效，不僅易于片上集成，而且能實(shí)現更低的相位噪聲。

1.1 LC諧振回路設計

VCO的頻率調節范圍與可變電容的容值調節范圍直接相關(guān)。在控制電壓的變化范圍一定的情況下，一味地增大MOS可變電容的尺寸雖說(shuō)可以提高Cmax與Gmin的比值，從而實(shí)現超寬頻率覆蓋范圍。但這樣會(huì )導致VCO的增益(KVCO)過(guò)高，從頻率綜合器設計的角度來(lái)說(shuō)這是不可取的，它會(huì )使系統的相位噪聲惡化。本設計采用開(kāi)關(guān)電容陣列將目標頻段劃分成若干子頻段，子頻段內的連續調節則通過(guò)控制電壓改變可變電容的容值來(lái)實(shí)現。這樣一個(gè)較小的MOS可變電容就可以覆蓋每個(gè)子頻段，KVCO也控制在合理的范圍之內了。

LC諧振回路主要由三部分構成：高Q值的片上螺旋電感、做在NWELL中的MOS可變電容以及一個(gè)提供頻率粗調的開(kāi)關(guān)控制的電容陣列，如圖2(a)所示。注意C0為MIM電容，具有較高的Q值，因而不會(huì )使諧振回路的Q值惡化。6個(gè)開(kāi)關(guān)分別控制以2的冪為權重的MIM電容是否接入諧振回路。當開(kāi)關(guān)全部導通時(shí)，回路中接人了最多的電容，此時(shí)VCO振蕩頻率最低并具有最小的KVCO；當開(kāi)關(guān)全部斷開(kāi)時(shí)，回路中接入了最少的電容，此時(shí)VCO振蕩頻率最高并具有最大的KVCO。VCO振蕩頻率由公式(1)決定。

式中，Cvar是可變電容的容值，Carray是接入回路的MIM電容容值，Cp是回路中寄生電容的容值。開(kāi)關(guān)的通斷僅僅提供了頻率的粗調，即選擇VCO工作在某一個(gè)子頻段，而頻率的細調是由MOS可變電容實(shí)現的?？勺冸娙莸某叽绺鶕?2)來(lái)選取?？紤]到寄生電容的影響，為了保證相鄰子頻段的頻率覆蓋是連續的，在控制電壓變化范圍內可變電容的平均容值應為C0的2～3倍。

圖2中電路還有兩點(diǎn)需要注意。一是電阻R不能省略，R提供了開(kāi)關(guān)到地的直流通路，如果省略該點(diǎn)電位將浮空，影響開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)。R的阻值也不是越大越好，選取時(shí)應考慮版圖面積的限制。二是控制開(kāi)關(guān)實(shí)現時(shí)應選用工藝允許的最小溝道尺寸，這樣的好處是一方面能實(shí)現最小的導通電阻從而不會(huì )給回路帶來(lái)過(guò)多的損耗，另一方面能把回路的寄生電容減小到最低程度從而提高了VCO的最大振蕩頻率。

1.2 核心電路設計

LC VCO的核心電路采用了互補的交叉耦合結構，如圖1(a)所示。相對于非互補結構來(lái)說(shuō)，這一結構的電流利用效率最高，因為PMOS和NMOS交叉耦合對共用了一路偏置電流提供能量，來(lái)補償LC諧振回路的損耗。

作為交叉耦合對的MOS管M1～M4的寬長(cháng)比主要由VCO起振條件決定?？紤]圖1(b)中LC VCO的簡(jiǎn)化模型，起振條件可由公式(3)來(lái)表示，其中g(shù)m為交叉耦合對的等效跨導，RT為L(cháng)C諧振回路在振蕩頻率fosc處的等效阻抗，rL為螺旋電感的寄生電阻。

從公式(3)可以知道起振條件與振蕩頻率是密切相關(guān)的，最壞情況出現在最低振蕩頻率fosc，min處。為了留有足夠裕量，實(shí)際設計時(shí)應按公式(4)來(lái)確定M1～M4的尺寸。

尾電流源采用了PMOS管，因為PMOS管具有更小的1／f噪聲。M5漏極并聯(lián)一個(gè)40 pF的大電容，一方面對電流源上的噪聲有一定濾波作用，另一方面使得該點(diǎn)成為理想的交流虛地點(diǎn)，有利于改善振蕩波形的對稱(chēng)性，從而提高VCO相噪性能。

2 測試結果

VCO流片采用了TSMC先進(jìn)的0.18 μm RFCMOS工藝。圖3是版圖實(shí)現的截圖，可以看到整個(gè)布局做到了嚴格對稱(chēng)。

測試主要采用了Agilent的E3631高精度電源和帶相噪測試功能的E4440頻譜分析儀。圖4是電容陣列的調檔情況，每一短線(xiàn)對應一個(gè)子頻段(子頻段數為n)，子頻段內的頻率覆蓋通過(guò)改變加在可變電容上的控制電壓Vctr1，Vctr2實(shí)現。圖中可以看出在1.65～2.45 GHz范圍內VCO實(shí)現了連續覆蓋。另外需要注意的是由于圖1中M1～M5引入的寄生電容使得電容陣列并不能按嚴格的二進(jìn)制規律切換，因此在最高位切換時(shí)看到了一個(gè)明顯的頻率變化，但這并沒(méi)有影響頻率的連續覆蓋。

除了寬頻率覆蓋范圍以外，低相位噪聲是另一重要的設計目標。圖5和圖6分別給出了在1.65 GHz和2.45 GHz載波頻率處相位噪聲的量測情況。低頻段25kHz頻偏處VCO相噪低至-87.88 dBc／Hz。高頻段時(shí)相噪性能略有降低，這是因為此時(shí)VCO增益最高，控制電壓上的噪聲通過(guò)MOS可變電容轉換成相位噪聲Nphase，使相噪性能惡化。

VCO由1.8V電源供電。表1列出了在核心電路耗電2.7 mA和3.6 mA兩種情況下各性能指標的量測結果。

3 結論

采用互補型交叉耦合LC VCO作為核心電路，通過(guò)二進(jìn)制MIM電容陣列和MOS可變電容分別對頻率進(jìn)行粗調和細調，再結合簡(jiǎn)單實(shí)用的相位噪聲優(yōu)化措施，本文所介紹的VCO在TSMC 0.18 μmRFCMOS工藝下實(shí)現了極大的頻率覆蓋范圍并具有良好的相噪性能，1.8 V電源供電時(shí)電流消耗可低至2.7 mA，完全能夠勝任多標準通用調諧器苛刻的系統要求。