設計直接轉換I/Q解調器接收器時(shí)對IP2和IP3的考慮

與傳統超外差式接收器架構相比，直接轉換接收器架構有許多優(yōu)點(diǎn)。因為直接轉換接收器不容易受鏡頻信號干擾，所以它降低了對RF前端帶通濾波的要求。RF帶通濾波器僅需要衰減較強的帶外信號，以防止它們使前端過(guò)載。另外，直接轉換接收器無(wú)須IF放大器和帶通濾波器。RF輸入信號直接轉換成基帶信號，在這種情況下，放大和濾波都容易了許多。這種接收器的總體復雜性降低了，器件數目也減少了。

接收器的2階非線(xiàn)性特性還可能引起有害的基帶信號。任何頻率分量進(jìn)入接收器都會(huì )在基帶電路中引起直流偏移。直流偏移一旦產(chǎn)生，想用簡(jiǎn)單直接的方法消除就非常難。這是因為后降頻轉換電路的頻率響應必須延至直流。

與超外差式接收器不同，不論輸入信號頻率是多少，直接轉換接收器都容易受到2階非線(xiàn)性特性的影響。因此，最大限度減小2階線(xiàn)性度的影響對設計直接轉換接收器是至關(guān)重要的。

在本文的稍后部分，我們會(huì )考慮3階失真對直接轉換接收器的影響。就3階失真而言，必須有適當頻率相隔的兩個(gè)信號進(jìn)入接收器，才能會(huì )在基帶頻率中出現不想要的分量。

2階失真（IP2）

直接轉換接收器系統的2階截取點(diǎn)（IP2）是一個(gè)關(guān)鍵性能參數。它是2階非線(xiàn)性的量度，可量化接收器受單音或雙音干擾信號影響的程度。我們來(lái)看一下這種非線(xiàn)性怎樣影響靈敏度。

可以用泰勒級數y(t)=x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+…，作為任何非線(xiàn)性組件轉移函數的數學(xué)模型。其中，x(t)是輸入信號。這里只考慮2階失真項。進(jìn)入非線(xiàn)性組件的所有信號都會(huì )產(chǎn)生一個(gè)以零頻率為中心的信號，甚至目標信號也會(huì )在基帶中引起失真分量。為了說(shuō)明這一點(diǎn)，我們用x(t)=A(t)cosωt代表輸入信號，它可以是單音或調制信號。如果是單音，那么A(t)只是一個(gè)常數，如果是調制信號，那么A(t)代表該信號的包絡(luò )。

根據定義，目標信號的功率是1/ZoE{(A(t)cosωt)2}。其中，E{β}是預期的β值。既然A(t)和cosωt在統計上是獨立的，那么我們可以將E{(A(t)cosωt)2}展開(kāi)為E{A2(t)}E{cos2ωt}。目標信號的功率簡(jiǎn)化為：

Ps=1/(2Zo) E{A2(t)} （1）

就單音情況而言，可以用A代替A(t)。信號功率如所預期的那樣，等于A(yíng)2/(2Zo)。

在一般的情況下，目標信號是以數字方式由偽隨機數據源調制的。我們可以將其表示為具有高斯(Gaussian)概率分布的帶限白噪聲。信號包絡(luò )A(t)現在是一個(gè)高斯隨機變量。包絡(luò )平方的預期值可用目標信號的功率來(lái)表示。

E{A2(t)}=2ZoPs （2）

現在將x(t)代入泰勒級數展開(kāi)式以求出y(t)，即非線(xiàn)性組件的輸出。

y(t)=A(t)cosωt+1/2a2A2(t)+1/2a2A2(t)cos2ωt+… （3）

2階失真項1/2a2A2(t)以直流信號為中心，而其他2階項則出現在目標信號的2次諧波附近。因為基帶電路會(huì )抑制高頻分量，所以這里只有靠近直流的項才需要重視。就信號為單音的情況而言，2階項的結果是一個(gè)直流偏移，為a2PsZ。如果想要的信號是調制信號，那么2階項的結果是一個(gè)基帶調制信號。這個(gè)表達式可以展開(kāi)為：

Pbb=a22/(4Zo)E{A4(t)} （4）

為了以目標信號的功率來(lái)表達這個(gè)結果，我們必須找到E{A4(t)}與E{A2(t)}之間的關(guān)系。對于一個(gè)高斯隨機變量，以下關(guān)系成立。

E{A4(t)}=3[E{A2(t)}]2 （5）

因此，失真功率可以表達為3a22/(4Zo)[E{A2(t)}]2?，F在以目標信號的功率來(lái)表達預期值。

Pbb=3a22ZoPs2 （6）

正是給定單音到直流以及調制信號到基帶信號的轉換，使得2階性能成為影響直接轉換接收器性能的關(guān)鍵。與其他非線(xiàn)性機制不同，信號頻率不決定失真分量落在哪里，任意兩個(gè)信號進(jìn)入非線(xiàn)性組件都會(huì )引起拍音/拍頻項。令 x(t)=A(t)cosωt+B(t)cosωut。其中，第一項是目標信號，第二項是雜散信號。

y(t)=A(t)cosωt+…+a2A(t)B(t)cos(ω-ωu)t+… （7）

我們感興趣的2階失真項是a2A(t)B(t)cos(ω-ωu)t。這一項表示以?xún)蓚€(gè)輸入信號的差頻為中心的失真分量。就兩個(gè)無(wú)關(guān)單音信號進(jìn)入組件的情況而言，結果中將含有一個(gè)在差頻處的單音。

圖1 典型的WCDMA基站接收器方框圖

圖2 2階失真的影響

我們可以將這些原則應用到一個(gè)直接轉換接收器實(shí)例中。圖1是一個(gè)典型的WCDMA基站接收器方框圖。

這個(gè)接收器的RF部分包括一個(gè)雙工器、一個(gè)帶通濾波器和至少一個(gè)低噪聲放大器（LNA）。頻率選擇組件用來(lái)衰減帶外信號和噪聲，低噪聲放大器決定了接收器的噪聲指數，I/Q解調器將接收信號轉換為基帶信號。低通濾波器和基帶放大器在信號傳遞到A/D轉換器之前限制其帶寬并提高信號電平。雙工器和RF帶通濾波器只用作帶通濾波器，它們不具有任何載波選擇性。

低噪聲放大器的2階線(xiàn)性度就沒(méi)有解調器的2階線(xiàn)性那么重要。這是因為由單個(gè)信號引起的任何低噪聲放大器失真都以直流信號為中心，都會(huì )被解調器抑制掉。如果接收頻帶內有兩個(gè)無(wú)關(guān)信號（如1960MHz），那么低噪聲放大器將在差頻處產(chǎn)生一個(gè)2階分量。這個(gè)信號將被解調，并作為基帶干擾出現在A(yíng)/D轉換器處。不過(guò)，我們不需要處理這種情況，因為來(lái)自前端雙工器的帶外信號不夠強，不足以產(chǎn)生有重要影響的失真分量。

首先考慮未調制單音進(jìn)入接收器的情況（見(jiàn)圖 2）。

這個(gè)單音將在解調器輸出端引起一個(gè)直流偏移。如果解調器之后的基帶級聯(lián)是 直流耦合的，那么這個(gè)偏移將加到A/D轉換器上，并縮小其動(dòng)態(tài)范圍。WCDMA規范（3GPP TS 25104.740）引起一個(gè)-15dBm的帶外單音，位于距接收頻帶任一邊緣20MHz或更高頻率處。

單一WCDMA載波還可能成為干擾信號。在有的情況下，這種載波至少偏離想要的載波10MHz，但仍然在接收頻帶內。功率值是-40dBm，對一個(gè)BER為0.1%的12.2kb/s信號而言，接收器必須滿(mǎn)足-115dBm的靈敏度要求。

出現在LT5575輸出端的基帶分量是一種類(lèi)似噪聲的信號，由干擾性WCDMA載波產(chǎn)生。如果這個(gè)信號足夠大，那么可能增大接收器和A/D轉換器的熱噪聲，從而降低靈敏度。

在這種情況下，基帶2階分量比接收器輸入端的熱噪聲低17.5dB。所引起的靈敏度降低0.1dB，因此接收器非常容易滿(mǎn)足-115dBm的性能規格。圖3說(shuō)明了這一點(diǎn)。

圖3 WCDMA載波引起的2階失真

單WCDMA載波還可能出現在帶外。這些載波可能與接收頻帶直接相鄰，其值高達-40dBm。如前面分析所示，這類(lèi)載波的2階分量對靈敏度的影響可以再次忽略。

對靈敏度的另一個(gè)威脅來(lái)自FDD系統中的發(fā)送器泄漏，如圖4所示。

圖4 發(fā)送器泄漏的影響

在FDD系統中，發(fā)送器和接收器同時(shí)工作。就WCDMA Band I情況而言，發(fā)送頻帶比接收頻帶高130MHz。通常采用單個(gè)天線(xiàn)，發(fā)送器和接收器由雙工器連接。

就廣域基站情況而言，發(fā)送功率可能高達+46dBm。那么在雙工器的發(fā)送端口，功率將至少為+47dBm。這種高功率調制信號將泄漏到接收器輸入中，其中的一部分將驅動(dòng)I/Q解調器。

3階失真（IP3）

當兩個(gè)頻率有一定間隔的通道或信號進(jìn)入非線(xiàn)性組件時(shí)，3階截取點(diǎn)（IP3）會(huì )對基帶信號有影響。

回到轉移函數y(t)=x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+…，現在考慮3階失真項。系數a3等于2/(3ZoIP3)。其中，IP3是單音截取點(diǎn)(單位為W)。注意，雙音IP3比單音IP3低4.78dB。

如果兩個(gè)信號的頻率間隔等于到零頻率的距離，那么這兩個(gè)信號進(jìn)入非線(xiàn)性組件后，將產(chǎn)生一個(gè)以零頻率為中心的信號。設x(t)=A(t)cosωt+B(t)cosωut，第一項是目標信號，第二項是無(wú)關(guān)信號。如果是單音，那么B(t)只是一個(gè)常數。如果是調制信號，那么B(t)代表信號包絡(luò )。輸出信號等于y(t)：

y(t)=A(t)cosωt+…+a3(A(t)cosωt+B(t)cosωut)3+…更高階項

=A(t)cosωt+…+3/4a3A(t)B2(t)cos(2ωu-ω)t+… （8）

這里我們感興趣的3階失真項是3/4a3A(t)B2(t)cos(2ωu-ω)t。為了讓這項失真出現在基帶，設ω=2ωu。失真項的功率是1/ZoE{(3/4a3A(t)B2(t))2}，這個(gè)表達式可以展開(kāi)為：

Pbb=9a32/(16Zo)E{A2(t)} E{B4(t)} （9）

考慮一個(gè)想要的調制信號和一個(gè)單音干擾信號的情況，B(t)可以用B代替（見(jiàn)圖5）。

圖5 3階失真的影響

在直接轉換接收器例子中，WCDMA規范的7.6.1節對兩個(gè)干擾信號做了如下要求，如圖6所示。

圖6 WCDMA載波+單音干擾信號引起的3階失真

其中之一是-48dBm的CW單音，另一個(gè)是-48dBm的WCDMA載波。這些干擾引起頻率偏移，結果所產(chǎn)生的3階分量以直流信號為中心。在這種情況下，等效干擾比接收器輸入端的熱噪聲低54.6dB。所引起的靈敏度降低0.1dB，因此接收器非常容易滿(mǎn)足-121dBm的性能規格。

結語(yǔ)

這些計算突出顯示了2階和3階線(xiàn)性度對成功設計直接轉換接收器的重要性。就WCDMA應用而言，有兩個(gè)理由證明2階性能至關(guān)重要。首先，有高達 -15dBm的CW單音干擾信號進(jìn)入接收器。為了最大限度減小動(dòng)態(tài)直流偏移，I/Q解調器在接收器輸入端必須呈現約+40dBm的2階截取點(diǎn)。另外，還有高達-40dBm的調制干擾信號，如果2階截取點(diǎn)不夠高，那么有可能降低接收器的有效噪聲層，與接收器同時(shí)工作的發(fā)送器泄漏可能有同樣的影響。

3階線(xiàn)性度重要性低一些，因為干擾信號頻率必須處于合適位置，才能對靈敏度造成威脅。存在一對-48dBm干擾信號時(shí)，WCDMA規范未規定最小的靈敏度降低值。在這種情況下，如果接收器的3階截取點(diǎn)低于0dBm，那么這些信號將導致相當可觀(guān)的靈敏度損失。