1.9GHz基站前端射頻LNA仿真與實(shí)現
對于非線(xiàn)性模擬,常以諧波平衡模擬(hb)來(lái)實(shí)現。非線(xiàn)性模擬方法hb計算速度快,能夠處理分布元件和分立元件的電路,并很容易與更高階諧波及互調元件相容。atf-54143管的pldb和oip3模擬非線(xiàn)性模型是基于w.r.curtice模型,這個(gè)模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲),對于截點(diǎn)的模擬則做出模擬預測結果比實(shí)際值要偏低。p1db和oip3的值如麥2所示:當平衡lina放大器的oip3模擬結果為32.1dbm時(shí),p1db則為20.8dbm,p1db的模擬結果與實(shí)樂(lè )的測量結果很接近,而oip3的模擬結果則偏低,實(shí)際均測量結果達到37dbm。
本文引用地址:http://dyxdggzs.com/article/157916.htm
1.4lna的穩定性分析
除了能夠得出增益、nf、p1db和輸入輸出回波等重要參數外,軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設計穩定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計算rollet穩定性因子k和作穩定性圓是兩種很容易做到的方法,它們可以明確地表示出穩定性的數據。圖7示出的rollett穩定因子k的模擬值.(k>1)表明:在1.9~2;.0ghz工作帶寬范圍,電路能夠實(shí)現無(wú)條件穩定。
1.5實(shí)際設計的pcb電路
根據上述的設計及仿真結果,依照圖3所示的放大電路原理圖,可以進(jìn)行最后的實(shí)際布局。要使電路工作在1.92ghz~1.98ghz頻率范圍內滿(mǎn)足規范值,pcb板的布局設計應可以變化調節,即可加入或減掉某些元件,使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )可以調節匹配達到最佳,優(yōu)化電路性能??紤]到實(shí)際應用的廣泛性(同時(shí)也考慮設計中的其他因素的影響),pcb板的蝕刻選擇在0.031英寸厚的fr-4材料上(正常條件下其er值是5.6),lna的射頻布局主要準則是電路必須保證平衡的結構,且放大器的每條支路的路徑長(cháng)度必須相等。如果長(cháng)度不相同,結果則會(huì )影響信號的相位求和,并且輸出功率和ip3都要比預期值要低。為做到這點(diǎn),下路的atf-54143逆時(shí)針旋轉了90°,這樣很容易把上下rf微帶通路復制出來(lái),從而做到兩路完全相同、實(shí)現平衡。
2實(shí)際測量結果 得到了完整的電路pcb板后,就要實(shí)際測量電路的各個(gè)參數,驗證設計的仿真結果是否與之相符,是否最終符合表1的設計技術(shù)規范。本文所采用的測試儀器是hp8753es網(wǎng)絡(luò )分析儀和hp8970b噪聲儀。圖8、圖9表達出放大器實(shí)測的nf和增益曲線(xiàn),在帶寬為0.1ghz的頻率范圍內nf的值在0.8db和1.0db之間,增益在1.97chz達到最大值15.5db,在1.99ghz達到了15.3db。由于nf是在實(shí)際pcb板外腔體內測得的,包含了同軸連接器的損牦和二級噪聲損耗,其測量指標表明實(shí)際的電路nf特性要稍差于模擬特性。圖10是輸入、輸出的回波曲線(xiàn)。當頻點(diǎn)在1.96ghz時(shí),輸入回波為18db,輸出回波達到22.5db,放大器的oip3在直流偏置vds=3v,id=60ma時(shí)測得值為37dbm,p1db為21.4dbm。電路在較低的偏置狀態(tài)下vds=3v,id=40ma放大器的nf和增益都沒(méi)有降低,只有oip3測出下降為36.5dbm。
從以上結果可以看出,lna放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能,完全滿(mǎn)足技術(shù)規范參數。
本文給出了基于e-phemt管atf-54143和混合耦合器2a1306-3的射頻低噪聲放大器的設計、仿真分析與測試。測試結果表明,實(shí)際測得的lna技術(shù)指標能夠與仿真結果較好地吻合,E-pHEMT管的低噪聲系數和高OIP3使它在高動(dòng)態(tài)范圍電路設計上具有很大的優(yōu)勢,并且該放大器的技術(shù)指標達到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規范要求,具有很好的應用前景。
評論