技術(shù)向 | 基于功率系統的SiC MOSFET/Si IGBT柵極參數自動(dòng)測試及計算

01

1.概述

隨著(zhù)“雙碳”目標的提出，新能源領(lǐng)域得到快速發(fā)展。到2060年，預測中國風(fēng)電和光伏發(fā)電裝機容量占比之和需達到約80%，發(fā)電量占比之和達到約70%[1]，電動(dòng)汽車(chē)的保有量將達到約3.9億輛[2]。SiC MOSFET和Si IGBT等功率半導體器件（以下統稱(chēng)器件），作為變流器的核心部件，得到大規模的應用。

器件的動(dòng)態(tài)特性關(guān)系到系統的效率、可靠性和EMC性能，受到設計人員的重點(diǎn)關(guān)注。器件動(dòng)態(tài)特性受到功率回路和柵極回路影響。功率回路特性依托于銅排結構（大功率器件）或PCB布局（板級器件），在定型后難以調整，修改周期長(cháng)。柵極回路特性依托于PCB布局和柵極元器件參數，PCB上的元器件調整方便，所以設計人員主要通過(guò)柵極參數的調整來(lái)優(yōu)化器件的動(dòng)態(tài)特性。因此，柵極參數研究是器件動(dòng)態(tài)特性研究的關(guān)鍵。

對于柵極參數的研究方法有兩種：設計和測試。

柵極參數設計是通過(guò)理論計算或建模仿真，模擬器件的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，掌握其動(dòng)態(tài)特性。常用的仿真軟件有ANSYS和MATLAB等，其核心還是理論計算。

器件動(dòng)態(tài)特性測試一般通過(guò)雙脈沖測試進(jìn)行，根據測試結果來(lái)調整柵極參數，達到最佳效果。設計人員會(huì )應用專(zhuān)業(yè)的測試設備，保證測試結果的準確性和可靠性。Firstack開(kāi)發(fā)的ME300D測試設備因此誕生。

設計和測試相輔相成，只有設計過(guò)程，會(huì )脫離物理世界環(huán)境，使得設計結果經(jīng)不起實(shí)際工況挑戰；只有測試過(guò)程，會(huì )讓柵極參數優(yōu)化周期漫長(cháng)，測試人員通過(guò)不停試錯才能獲得滿(mǎn)意的參數。

目前市面上的的動(dòng)態(tài)測試設備通常都只停留在測試階段。Firstack通過(guò)柵極參數匹配算法，加速測試過(guò)程。Firstack 開(kāi)發(fā)的智能化測試設備ME400D將具備柵極參數自動(dòng)計算匹配和自動(dòng)化測試功能，目標提升客戶(hù)測試效率。

本文對器件開(kāi)關(guān)過(guò)程進(jìn)行理論分析和計算，由于開(kāi)關(guān)過(guò)程對稱(chēng)，以關(guān)斷為例進(jìn)行計算。MOSFET和IGBT關(guān)斷過(guò)程基本類(lèi)似，后續以MOSFET定義進(jìn)行命名，部分IGBT相關(guān)圖片，其C/G/E極分別對應D/G/S極。

02

2.關(guān)斷過(guò)程研究

以MOSFET關(guān)斷為例，柵極電壓定義為V_gs。漏極電流定義為I_d，I_d的導通電流定義為I_D，漏源電壓定義為V_ds，V_ds的關(guān)斷電壓定義為V_DS。如圖1所示，將器件關(guān)斷過(guò)程分為3部分，0~t2為第一階段，該階段V_gs下降到米勒平臺，I_d不發(fā)生變化，V_ds緩慢增大，仍處于開(kāi)通狀態(tài)。t₂~t₃為第二階段，該階段處于米勒平臺，V_gs維持米勒電壓t_m，V_ds上升，基本達到V_DS。其形成原理在此不做贅述。t₃~t₄為第三階段，V_gs從米勒平臺下降到閾值電壓V_gs（th）。I_d從I_D下降到0。該階段V_ds會(huì )產(chǎn)生電壓尖峰。

圖1 MOSFET關(guān)斷過(guò)程[3]

2.1 第一階段

其中V_cc為驅動(dòng)的開(kāi)通電壓，V_ss為驅動(dòng)的關(guān)斷電壓，數值為負，R_int為器件內部柵極電阻，R_g為外部柵極電阻，C_gs為柵極電容，Q_g為器件對應V_cc和V_ss之間的柵極電荷，如圖2所示。Q_g和V_ds相關(guān)，通常規格書(shū)會(huì )給出典型V_ds電壓下的Q_m，若測試工況和典型V_ds電壓相差較大，可能需要重新標定，我司自研了滿(mǎn)足JEDEC標準[4]的Q_g標定方案。

部分器件規格書(shū)會(huì )提供器件輸入電容和反向傳輸電容，也可以通過(guò)電容進(jìn)行計算，但如圖3所示，容值會(huì )隨V_ds變化。特別在器件剛開(kāi)始關(guān)斷，V_ds較小時(shí)，變化尤其明顯，影響關(guān)斷時(shí)間評估的準確性。用Q_g計算等效柵極電容，會(huì )提高計算的準確度。

圖2 規格書(shū)Q_g曲線(xiàn)[5]

圖3 規格書(shū)電容曲線(xiàn)[5]

2.2 第二階段

2.2.1 米勒平臺電壓計算

米勒平臺電壓計算可分為兩部分，當關(guān)斷電流I_d較大，對應傳輸特性曲線(xiàn)的V_gs電壓遠超過(guò)閾值電壓V_gs(th)時(shí)，可認為器件的傳輸特性曲線(xiàn)處于線(xiàn)性區域[6]，

圖4 跨導定義

當關(guān)斷電流較小，對應Vgs接近閾值電壓時(shí)，

其中K是和溫度相關(guān)的常數[7]。

若器件規格書(shū)給出詳細的傳輸特性曲線(xiàn)，可以根據關(guān)斷電流，在圖5上取點(diǎn)來(lái)確認米勒平臺電壓。

圖5 規格書(shū)傳輸特性曲線(xiàn)[8]

對于Si IGBT而言，米勒平臺電壓基本保持不變，如圖3所示?？紤]到SiC MOSFET的短溝道效應，其漏極電壓引起的溝道勢壘降低(DIBL)效應明顯，米勒平臺應為圖6所示的“米勒斜坡”[9]，根據Q_g曲線(xiàn)可以確定米勒平臺中V_gs和Q_g的變化關(guān)系。

圖6 SiC MOSFET的Qg曲線(xiàn)

2.2.2 米勒平臺持續時(shí)間計算

當關(guān)斷過(guò)程處于米勒平臺階段，驅動(dòng)電流全部用作給米勒電容放電，柵極電壓不變，驅動(dòng)電流不變。器件在米勒平臺時(shí)的驅動(dòng)電流I_gm和米勒平臺持續時(shí)間t_m計算公式如下。

其中，Q_m為圖2中V_gs維持米勒平臺時(shí)的電荷量變化值。

在米勒平臺持續時(shí)間內，V_ds電壓會(huì )逐漸從器件導通電壓上升到關(guān)斷電壓V_DS。如圖7所示，V_ds往往是從米勒平臺中段才快速上升，而非米勒平臺開(kāi)始時(shí)刻。V_ds開(kāi)始快速上升的時(shí)間t_m2，在多級關(guān)斷和主動(dòng)控制型的驅動(dòng)中有重要意義。由于米勒電容（即反向傳輸電容C_rss）隨V_ds電壓變化，該時(shí)刻點(diǎn)難以準確評估。本文給出一種近似評估方法。

以圖3所示的1200V耐壓器件為例。米勒電容在V_ds小于30V時(shí)變化快。當V_ds電壓超過(guò)30V后，米勒電容基本發(fā)生變化，此時(shí)對應的米勒電容容值C_gd=C_rss(Vds=30V)，則

當V_ds上升到V_DS，米勒平臺結束。

圖7 器件實(shí)際關(guān)斷過(guò)程波形(CH1:V_ge,V_ce, CH3:I_c)

2.3 第三階段

通過(guò)t_f2和I_D可以計算出第三階段電流下降階段電流變化率，用ME400D設備進(jìn)行雙脈沖測試，可計算出功率模組的功率回路雜感Lp。從而得到電壓尖峰

由于I_D關(guān)斷過(guò)程非完全線(xiàn)性，且SiC MOSFET第三階段持續時(shí)間較短，容易造成偏差，通過(guò)該方法計算出的電壓尖峰會(huì )有5~10%誤差。

2.4 柵極回路電感對關(guān)斷過(guò)程的影響

由于第二階段驅動(dòng)電流基本保持不變，雜散電感對此階段沒(méi)有影響，只需要關(guān)注第一階段和第三階段。

柵極回路電感由兩部分組成，器件內部雜散電感和驅動(dòng)PCB回路雜散電感。器件內部雜散電感較小，和外部雜散電感相比可以忽略。因此，可以將柵極回路等效成RLC串聯(lián)電路。

圖8 柵極回路RLC串聯(lián)等效電路

其完整的微分方程表達式為

其初始狀態(tài)

R為驅動(dòng)電阻，L為柵極回路雜感，C為器件內外部GS電容之和，值得注意第一階段和第三階段C不相同，可以根據各自階段的Q_g和V_gs求出。

以圖7電流方向為正。第一階段，U₀=V_CC+V_SS，I₀=0，第三階段U₀=V_m+V_SS，I₀=-I_gm。根據微分方程列出特征方程并求出特征根

衰減常數

諧振角頻率

當α² - ω₀² >0特征方程有兩個(gè)不等負實(shí)根，系統處于過(guò)阻尼狀態(tài)。這種狀態(tài)下，器件不會(huì )因為柵極形成振蕩，驅動(dòng)設計的關(guān)鍵之一，就是通過(guò)合理的驅動(dòng)參數選擇，使器件工作在該狀態(tài)。

當α² - ω₀² =0特征方程有兩個(gè)相等負實(shí)根，系統處于臨界阻尼狀態(tài)。

當α² - ω₀² <0特征方程有一對共軛復根，系統處于欠阻尼狀態(tài)。這是驅動(dòng)設計中需要避免的情況，會(huì )導致柵極振蕩。對于SiC MOSFET而言，柵極電荷較小，對應C偏小，當L過(guò)大時(shí)，容易形成欠阻尼狀態(tài)，這也是SiC MOSFET對柵極回路雜感更加敏感的原因。

通過(guò)特征根得出微分方程通解

帶入初始狀態(tài)(10)(11)，可分別求出兩個(gè)階段的K1和K2。

此時(shí)就可以得出第一階段和第三階段的響應方程，第一階段最終狀態(tài)為米勒平臺，帶入U₀=V_m+V_SS，即可求出第一階段持續時(shí)間t_f1。同理第三階段最終狀態(tài)U₀=V_gs(th)+V_SS，可求出第三階段持續時(shí)間t_f2。

03

3.小結

(1) 本文結合驅動(dòng)電路、器件模型和測試工況三方面信息，對器件關(guān)斷過(guò)程進(jìn)行了詳細分析計算。梳理了柵極電阻、電容和電感對關(guān)斷過(guò)程的影響。

(2) 在實(shí)際應用中，已知柵極參數，可以計算關(guān)斷各階段的時(shí)間、電壓尖峰和電壓電流變化率等；已知開(kāi)關(guān)時(shí)間、電壓尖峰和電壓電流變化率等邊界條件，可以給出合理的柵極參數取值范圍。

(3) 在應用ME400D進(jìn)行器件動(dòng)態(tài)參數測試時(shí)，輸入邊界條件，可以迅速判斷出柵極參數取值的大致范圍，并進(jìn)行自動(dòng)測試，大大提高測試效率。

*文中提及的ME400D是Firstack全新升級的SiC器件動(dòng)態(tài)特性測試設備，將于2024年發(fā)布，敬請期待！

[1]肖先勇,鄭子萱.“雙碳”目標下新能源為主體的新型電力系統：貢獻、關(guān)鍵技術(shù)與挑戰[J].工程科學(xué)與技術(shù),2022,54(01):47-59.DOI:10.15961/j.jsuese.202100656.

[2]全球能源互聯(lián)網(wǎng)發(fā)展合作組織.中國2060年前碳中和研究報告[R]. 北京：全球能源互聯(lián)網(wǎng)發(fā)展合作組織,2021.

[3]Abhijit D. Pathak. IXYSmosfet_driver_theory_and_applications, IXYS Corporation, 2001.

[4]JEDEC JEP192. Guidelines for Gate Charge (QG) Test Method, 2022.

[5]Fuji Electric. 2MBI600XNG120-50 Datasheet, 2018.

[6]Dong Z, Wu X, Xu H, et al. Accurate analytical switching on loss model of SiC MOSFET considering dynamic transfer characteristic and Qgd[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(11): 12264-12273.

[7]Wang X, Zhao Z, Li K, et al. Analytical methodology for loss calculation of SiC MOSFETs[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2018, 7(1) ; 71-83.

[8]Infineon. FF600R12ME4 Datasheet, 2013.

[9]Wang, Ning, and Jianzhong Zhang. Nonlinear capacitance model of SiC MOSFET considering envelope of switching trajectory[J]. IEEE Transactions on Power Electronics 37. 7 (2022): 7977-7988.