高壓柵極驅動(dòng) IC 自舉電路的設計與應用指南

來(lái)源：安森美

 介紹

本文講述了一種運用功率型MOSFET和IGBT設計高性能自舉式柵極驅動(dòng)電路的系統方法，適用于高頻率，大功率及高效率的開(kāi)關(guān)應用場(chǎng)合。不同經(jīng)驗的電力電子工程師們都能從中獲益。在大多數開(kāi)關(guān)應用中，開(kāi)關(guān)功耗主要取決于開(kāi)關(guān)速度。因此，對于絕大部分本文闡述的大功率開(kāi)關(guān)應用，開(kāi)關(guān)特性是非常重要的。

自舉式電源是一種使用最為廣泛的，給高壓柵極驅動(dòng)集成電路(IC)的高端柵極驅動(dòng)電路供電的方法。這種自舉式電源技術(shù)具有簡(jiǎn)單，且低成本的優(yōu)點(diǎn)。但是，它也有缺點(diǎn)，一是占空比受到自舉電容刷新電荷所需時(shí)間的限制，二是當開(kāi)關(guān)器件的源極接負電壓時(shí)，會(huì )發(fā)生嚴重的問(wèn)題。本文分析了最流行的自舉電路解決方案；包括寄生參數，自舉電阻和電容對浮動(dòng)電源充電的影響。

01

高速柵極驅動(dòng)電路

自舉柵極驅動(dòng)技術(shù)

本節重點(diǎn)講在不同開(kāi)關(guān)模式的功率轉換應用中，功率型MOSFET和IGBT對自舉式柵極驅動(dòng)電路的要求。當輸入電平不允許上橋N溝道功率型MOSFET或IGBT使用直接式柵極驅動(dòng)電路時(shí)，我們就可以考慮自舉式柵極驅動(dòng)技術(shù)。這種方法被用作柵極驅動(dòng)和伴發(fā)偏置電路，兩者都以主開(kāi)關(guān)器件的源極作為基準。

驅動(dòng)電路和以?xún)蓚€(gè)輸入電壓作為擺幅的偏置電路，都與器件的源極軌連。但是，驅動(dòng)電路和它的浮動(dòng)偏置可以通過(guò)低壓電路實(shí)現，因為輸入電壓不會(huì )作用到這些電路上。驅動(dòng)電路和接地控制信號通過(guò)一個(gè)電平轉換電路相連。該電平轉換電路必須允許浮動(dòng)上橋和接地下橋電路之間存在高電壓差和一定的電容性開(kāi)關(guān)電流。高電壓柵極驅動(dòng) IC 通過(guò)獨特的電平轉換設計差分開(kāi)。為了保持高效率和可管理的功耗，電平轉換電路在主開(kāi)關(guān)導通期間，不能吸收任何電流。對于這種情況，我們經(jīng)常使用脈沖式鎖存電平轉換器，如圖1所示。

圖1  上橋驅動(dòng)集成電路的電平轉化器

自舉式驅動(dòng)電路工作原理

自舉式電路在高電壓柵極驅動(dòng)電路中是很有用的，其工作原理如下。當V_S降低到IC電源電壓V_DD或下拉至地時(shí)(下橋開(kāi)關(guān)導通，上橋開(kāi)關(guān)關(guān)斷)，電源V_DD通過(guò)自舉電阻，R_BOOT，和自舉二極管，D_BOOT，對自舉電容C_BOOT，進(jìn)行充電，如圖2所示。當 V_S被上橋開(kāi)關(guān)上拉到一個(gè)較高電壓時(shí)，由V_BS對該自舉電容充電，此時(shí)，V_BS電源浮動(dòng)，自舉二極管處于反向偏置，軌電壓(下橋開(kāi)關(guān)關(guān)斷，上橋開(kāi)關(guān)導通)和IC電源電壓V_DD，被隔離開(kāi)。

圖2  自舉式電源電路

自舉式電路的缺點(diǎn)

自舉式電路具有簡(jiǎn)單和低成本的優(yōu)點(diǎn)，但是，它也有一些局限。

占空比和導通時(shí)間受限于自舉電容C_BOOT，刷新電荷所需時(shí)間的限制。

這個(gè)電路最大的難點(diǎn)在于：當開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，其源極的負電壓會(huì )使負載電流突然流過(guò)續流二極管，如圖3所示。

該負電壓會(huì )給柵極驅動(dòng)電路的輸出端造成麻煩，因為它直接影響驅動(dòng)電路或PWM控制集成電路的源極V_S引腳，可能會(huì )明顯地將某些內部電路下拉到地以下，如圖4所示。另外一個(gè)問(wèn)題是，該負電壓的轉換可能會(huì )使自舉電容處于過(guò)壓狀態(tài)。

自舉電容C_BOOT，通過(guò)自舉二極管D_BOOT，被電源V_DD瞬間充電。

由于V_DD電源以地作為基準，自舉電容產(chǎn)生的最大電壓V_DC等于V_DD加上源極上的負電壓振幅。

圖3  半橋式應用電路

圖4  關(guān)斷期間的V_S波形

V_s 引腳產(chǎn)生負電壓的原因

如圖5所示，下橋續流二極管的前向偏置是已知的將V_S下低COM(地)以下的原因之一。

主要問(wèn)題出現在整流器換向期間，僅僅在續流二極管開(kāi)始箝壓之前。

在這種情況下，電感LS1和LS2會(huì )將V_S壓低到COM以下，甚至如上所述的位置或正常穩態(tài)。

該負電壓的放大倍數正比于寄生電感和開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷速度，di / dt ；它由柵極驅動(dòng)電阻，R_GATE和開(kāi)關(guān)器件的輸入電容，C_iss決定。

C_gs與C_gd的和，稱(chēng)為密勒電容。

圖5  降壓轉換器

圖6描述了上橋N溝道MOSFET關(guān)斷期間的電壓波形。

圖6  關(guān)斷期間的波形

V_s 引腳電壓下沖的影響

如果欠沖超過(guò)數據手冊中規定的絕對最大額定值，則柵極驅動(dòng)IC將損壞，或者上橋輸出暫時(shí)無(wú)法對輸入轉換做出響應，如圖7和圖8所示。

圖7顯示閉鎖情況，即上橋輸出無(wú)法通過(guò)輸入信號耳改變。這種情況下，半橋拓撲的外部、主電源、高端管，和下橋開(kāi)關(guān)中發(fā)生短路。

圖7  閉鎖情況下的波形

圖8顯示遺漏情況，即上橋輸出無(wú)法對輸入轉換做出響應。這種情況下，上橋柵極驅動(dòng)器的電平轉換器將缺少工作電壓余量。需要注意的是，大多數事實(shí)證明上橋通常不需要在一個(gè)開(kāi)關(guān)動(dòng)作之后立即改變狀態(tài)。

圖8  信號丟失情況下的波形

考慮閉鎖效應

最完整的高電壓柵極驅動(dòng)集成電路都含有寄生二極管，它被前向或反向擊穿，就可能導致寄生SCR閉鎖。閉鎖效應的最終結果往往是無(wú)法預測的，破壞范圍從器件工作時(shí)常不穩定到完全失效。柵極驅動(dòng)集成電路也可能被初次過(guò)壓之后的一系列動(dòng)作間接損壞。例如，閉鎖導致輸出驅動(dòng)置于高態(tài)，造成交叉傳導，從而導致開(kāi)關(guān)故障，并最終使柵極驅動(dòng)器集成電路遭受災難性破壞。

如果功率轉換電路和／或柵極驅動(dòng)集成電路受到破壞，這種失效模式應被考慮成一個(gè)可能的根本原因。下面的理論極限可用來(lái)幫助解釋V_s電壓嚴重不足和由此產(chǎn)生閉鎖效應之間的關(guān)系。

在第一種情況中，使用了一個(gè)理想自舉電路攝，該電路的V_DD由一個(gè)零歐姆電源驅動(dòng)，通過(guò)一個(gè)理想二極管連接到V_B，如圖9所示。當大電流流過(guò)續流二極管時(shí)，由于di / dt很大，V_s電壓將低于地電壓。這時(shí)，閉鎖危險發(fā)生了，因為柵極驅動(dòng)器內部的寄生二極管D_BS，最終沿V_s到V_B方向導通，造成下沖電壓與V_DD疊加，使得自舉電容被過(guò)度充電，如圖10所示。

例如：如果V_DD =15 V, V_s 下沖超過(guò)10 V，迫使浮動(dòng)電源電壓在25 V 以上，二極管D_Bs有被擊穿的危險，進(jìn)而產(chǎn)生閉鎖。

圖9  情況1：理想自舉電路

圖10  情況1的V_B和V_S波形

假想自舉電源被理想浮動(dòng)電源替代，如圖11所示，這時(shí)，V_BS在任何情況下都是恒定的。注意利用一個(gè)低電阻輔助電源替代自舉電路，就能實(shí)現這種情況。這時(shí)，如果V_s過(guò)沖超過(guò)數據表(datasheet)規定的最大V_BS電壓，閉鎖危險就會(huì )發(fā)生，因為寄生二極管D_BCOM最終沿COM端到V_B方向導通，如圖12所示。

圖11  情況2：理想浮動(dòng)電源

圖12  情況2的V_B和V_S波形

一種實(shí)用的電路可能處在以上兩種極限之間，結果是 V_BS 電壓稍微增大，和 V_B 稍低于 V_DD ，如圖13所示。

圖13  V_g和V_s的典型響應

準確地說(shuō)，任何一種極限情況都是流行的，檢驗如下。如果 V_s 過(guò)沖持續時(shí)間超過(guò)10個(gè)納秒，自舉電容 C_BOOT 被過(guò)充電，那么高端柵極驅動(dòng)器電路被過(guò)電壓應力破壞，因為 V_BS 電壓超過(guò)了數據表指定的絕對最大電壓(V_BSMAX )。設計一個(gè)自舉電路時(shí)，其輸出電壓不能超過(guò)高端柵極驅動(dòng)器的絕對最大額定電壓。

寄生電感效應

負電壓的振幅是：

為了減小流過(guò)寄生電感的電流隨時(shí)間變化曲線(xiàn)的斜度，要使等式1中的導數項最小。

例如：如果帶100 nH寄生電感的10 A 、25 V柵極驅動(dòng)器在50 ns內開(kāi)關(guān)，則V_s與接地之間的負電壓尖峰是20 V。

02

自舉部件的設計流程

選擇自舉電容

自舉電容(C_BOOT)每次都被充電，此時(shí)，下橋驅動(dòng)器導通，輸出電壓低于柵極驅動(dòng)器的電源電壓(V_DD)。自舉電容僅當上橋開(kāi)關(guān)導通的時(shí)候放電。自舉電容給上橋電路提供電源(V_BS)。首先要考慮的參數是上橋開(kāi)關(guān)處于導通時(shí)，自舉電容的最大電壓降。允許的最大電壓降(V_BOOT)取決于要保持的最小柵極驅動(dòng)電壓(對于上橋開(kāi)關(guān))。如果 V_GSMIN是最小的柵一源極電壓，電容的電壓降必須是：

其中： 

V_DD ＝柵極驅動(dòng)器的電源電壓；和

 V_F ＝自舉二極管正向電壓降［V]

計算自舉電容為：

其中 Q_TOTAL 是電容器的電荷總量。

自舉電容的電荷總量通過(guò)等式4計算：

其中：

 Q_GATE ＝柵極電荷的總量當

 I_LKGS ＝開(kāi)關(guān)柵一源級漏電流；

 I_LKCAP ＝自舉電容的漏電流；

 l_QBS ＝自舉電路的靜態(tài)電流；

 I_LK ＝自舉電路的漏電流；

 Q_LS =內部電平轉換器所需要的電荷，對于所有的高壓柵極驅動(dòng)電路，該值為3 nC ;

 t_ON ＝上橋導通時(shí)間；

 L_KDIODED ＝自舉二極管的漏電流；

電容器的漏電流，只有在使用電解電容器時(shí)，才需要考慮，否則，可以忽略不計。

例如：當使用外部自舉二極管時(shí)，估算自舉電容的大小。

●柵極驅動(dòng) IC =FAN7382( ON Semiconductor )

●開(kāi)關(guān)器件＝FCP20N60( ON Semiconductor )

●自舉二極管＝UF4007

●V_DD =15 V 

●Q_GATE =98 nC （最大值）

●L_KGS =100 nA （最大值）

●I_LKCAP =0（陶瓷電容）

●l_QBS =120 μA （最大值） I_LK =50 μA （最大值）

●Q_LS=3 nC 

● T_ON =25 μs （在 f_S=20 kHz 時(shí)占空比＝50%)

● I_LKDIODE =10 μA 

如果自舉電容器在高端開(kāi)關(guān)處于開(kāi)啟狀態(tài)時(shí)，最大允許的電壓降是1.0 V ，最小電容值通過(guò)等式3計算。

自舉電容計算如下:

外部二極管導致的電壓降大約為0.7 V 。假設電容充電時(shí)間等于上橋導通時(shí)間(占空比50%)。根據不同的自舉電容值，使用以下的等式:

推薦的電容值是100nF~570 nF ，但是實(shí)際的電容值必須根據使用的器件來(lái)選擇。如果電容值過(guò)大，自舉電容的充電時(shí)間減少，下橋導通時(shí)間可能不足以使電容達到自舉電壓。

選擇自舉電阻

當使用外部自舉電阻時(shí)，電阻 R_BOOT帶來(lái)一個(gè)額外的電壓降：

其中：

 I_CHARGE ＝自舉電容的充電電流；

 R_ВOOT ＝自舉電阻；和

 t_CHARGE ＝自舉電容的充電時(shí)間（下橋導通時(shí)間）

不要超過(guò)歐姆值（典型值5~10Ω)，將會(huì )增加 V_BS時(shí)間常數。當計算最大允許的電壓降(V_BOOT)時(shí)，必須考慮自舉二極管的電壓降。如果該電壓降太大或電路不能提供足夠的充電時(shí)間，我們可以使用一個(gè)快速恢復或超快恢復二極管。

03

考慮自舉應用電路

自舉啟動(dòng)電路

如圖1所示，自舉電路對于高電壓柵極驅動(dòng)器是很有用的。但是，當主要 MOSFET (Q1)的源極和自舉電容(C_BOOT)的負偏置節點(diǎn)位于輸出電壓時(shí)，它有對自舉電容進(jìn)行初始化啟動(dòng)和充電受限的問(wèn)題。啟動(dòng)時(shí)，自舉二極管(D_BOOT)可能處于反偏，主要 MOSFET (Q1)的導通時(shí)間不足，自舉電容不能保持所需要的電荷，如圖1所示。

在某些應用中，如電池充電器，輸出電壓在輸入電源加載到轉換器之前可能已經(jīng)存在了。給自舉電容(C_BOOT)提供初始電荷也許是不可能的，這取決于電源電壓（V_DD）和輸出電壓(V_OUT)之間的電壓差。假設輸入電壓(V_DC和輸出電壓（V_OUT)之間有足夠的電壓差，由啟動(dòng)電阻(R_START)，啟動(dòng)二極管(D_START)和齊納二極管(D_START)組成的電路，可以解決這個(gè)問(wèn)題，如圖14所示。

在此啟動(dòng)電路中，啟動(dòng)二極管 D_START 充當次自舉二極管，在上電時(shí)對自舉電容(C_BOOT)充電。自舉電容(C_BOOT)充電后，連接到齊納二極管 D_z ，在正常工作時(shí)，這個(gè)電壓應該大于驅動(dòng)器的電源電壓(V_DD)。啟動(dòng)電阻限制了自舉電容的充電電流和齊納電流。為了獲得最大的效率，應該選擇合適的啟動(dòng)電阻值使電流極低，因為電路中通過(guò)啟動(dòng)二極管的自舉路徑是不變的。

圖14  簡(jiǎn)單的自舉啟動(dòng)電路

自舉二極管串聯(lián)電阻

在第一個(gè)選項中，自舉電路包括一個(gè)小電阻， R_BOOT ，它串聯(lián)了一個(gè)自舉二極管，如圖15所示。自舉電阻 R_BOOT ，僅在自舉充電周期用來(lái)限流。自舉充電周期表示 V_s 降到集成電路電源電壓 V_DD 以下，或者 V_s 被拉低到地(下橋開(kāi)關(guān)導通，上橋開(kāi)關(guān)關(guān)閉)。電源 V_cc ，通過(guò)自舉電阻 R_BOOT和二極管 D_BOOT ，對自舉電容 C_BOOT 充電。自舉二極管的擊穿電壓( BV)必須大于 V_DC ，且具有快速恢復時(shí)間，以便最小化從自舉電容到 V_cc 電源的電荷反饋量。

圖15  添加一個(gè)串聯(lián)D_BOOT的電阻

這是一種簡(jiǎn)單的，限制自舉電容初次充電電流的方法，但是它也有一些缺點(diǎn)。占空比受限于自舉電容 C_BOOT刷新電荷所需要的時(shí)間，還有啟動(dòng)問(wèn)題。不要超過(guò)歐姆值(典型值5~10 Ω)，將會(huì )增加 V_BS 時(shí)間常數。最低導通時(shí)間，即給自舉電容充電或刷新電荷的時(shí)間，必須匹配這個(gè)時(shí)間常數。該時(shí)間常數取決于自舉電阻，自舉電容和開(kāi)關(guān)器件的占空比，用下面的等式計算：

其中R_BOOT是自舉電阻；C_BOOT是自舉電容；D 是占空比。

例如，如果 R_BOOT=10,С_BOOT=1 μF , D =10%;時(shí)間常數通過(guò)下式計算：

即使連接一個(gè)合理的大自舉電容和電阻，該時(shí)間常數可能增大。這種方法能夠緩解這個(gè)問(wèn)題。不幸的是，該串聯(lián)電阻不能解決過(guò)電壓的問(wèn)題，并且減緩了自舉電容的重新充電過(guò)程。

V_S 與 V_OUT 之間的電阻

在第二個(gè)選項中，自舉電路的 V_S 和 V_OUT 之間，添加上一個(gè)小電阻 R_VS ，如圖16所示。R_VS的建議值在幾個(gè)歐姆左右。

圖16  在自舉電路中，增加 R_VS 

R_VS不僅用作自舉電阻，還用作導通電阻和關(guān)斷電阻，如圖17。自舉電阻，導通電阻和關(guān)斷電阻通過(guò)下面的等式計算：

圖17  導通和關(guān)斷的電流路徑

V_S箝壓二極管和重布置柵極電阻

在第三個(gè)選項中，自舉電路把柵極電阻重新布置到 V_S和 V_OUT 之間，并且在 V_S和地之間增加一個(gè)低正向壓降的肖特基二極管，如圖18所不。V_B 和 V_S之間的電壓差，應保持在數據表規定的絕對最大額定值范圍內，并且必須符合下列等式：

圖18  箝位結構

重布置柵極電阻；雙重目的

柵極電阻設置了MOSFET的導通速度和關(guān)斷速度，限制了在主開(kāi)關(guān)源極的電壓負向瞬態(tài)時(shí)，肖特基二極管的電流。另外，連接到 C_BOOT兩端的雙二極管，確保自舉電容不會(huì )出現過(guò)電壓。該電路唯一的潛在危險是，自舉電容的充電電流必須流過(guò)柵極電阻。C_BOOT 和 R_GATE 的時(shí)間常數減緩再充電過(guò)程，可能成為 PWM 占空比的限制因數。

第四個(gè)選擇，包括在 V_S 和 V_OUT 之間，重新布置一個(gè)柵極電阻，以及在 V_S 和地之間放置一個(gè)箝壓器件，如圖19所示，布置了一個(gè)齊納二極管和600 V 二極管。根據下列規則，量化齊納電壓：

圖19  帶齊納二極管的箝壓結構

選擇 HVIC 電流能力

對于每一種額定驅動(dòng)電流，計算指定時(shí)間內所能切換的最大柵極電荷Q_G，如表1所示。

例如，100 ns 的開(kāi)關(guān)時(shí)間是：

100 kHz 時(shí)轉換器開(kāi)關(guān)周期的1%;

300 kHz 時(shí)轉換器開(kāi)關(guān)周期的3%；以此類(lèi)推。

1．所需的額定柵極驅動(dòng)電流取決于在開(kāi)關(guān)時(shí)t_{SW - ON / OFF} 內，必須移動(dòng)的柵極電荷數Q_G（因為開(kāi)關(guān)期間的平均柵極電流是I_G):

2．最大柵極電荷 Q_G ，從MOSFET數據表得到。

如果實(shí)際柵極驅動(dòng)電壓 V_GS與規格表上的測試條件不同，使用 V_GS 與 Q_G 曲線(xiàn)。數據表中的值乘上并聯(lián)的MOSFET數量就是所需的值。

3.t_{SW ON / OFF} 表示所需的MOSFET開(kāi)關(guān)速度。如果該值未知，取開(kāi)關(guān)周期 t_SW的2%:

如果通道（V -I）開(kāi)關(guān)損耗主要受開(kāi)關(guān)轉換（導通或關(guān)斷）支配，需要根據轉換調整驅動(dòng)器。對于受籍制的電感性開(kāi)關(guān)（通常情況），每次轉換的通道開(kāi)關(guān)損耗估算如下：

其中V_DS和I_D是每個(gè)開(kāi)關(guān)間期的最大值。

4．柵極驅動(dòng)器的近似電流驅動(dòng)能力計算如下

 a .拉電流能力（導通）

b ．灌電流能力（關(guān)斷）

其中：

 Q_G = V_GS = V_DD 時(shí)，

 MOSFET 的柵極電荷；

 t_{SW _ ON / OFF} = MOSFET 開(kāi)關(guān)導通／關(guān)斷時(shí)間；

和

1.5＝經(jīng)驗因子（受通過(guò)驅動(dòng)器輸入級的延遲和寄生效應的影響）

柵極電阻設計流程

輸出晶體管的開(kāi)關(guān)速度受導通和關(guān)斷柵極電阻的控制，這些電阻控制了柵極驅動(dòng)器的導通和關(guān)斷電流。本節描述了有關(guān)柵極電阻的基本規則，通過(guò)引入柵極驅動(dòng)器的等效輸出電阻來(lái)獲取所需的開(kāi)關(guān)時(shí)間和速度。圖20描述了柵極驅動(dòng)器的等效電路和在導通和關(guān)斷期間的電流流動(dòng)路徑，其中包括柵極驅動(dòng)器和開(kāi)關(guān)器件。

圖20  柵極驅動(dòng)器的等效電路

圖21顯示了開(kāi)關(guān)器件在導通和關(guān)斷期間的柵極一電荷傳輸特性。

圖21  柵極電荷傳輸特性

量化導通柵極電阻

根據開(kāi)關(guān)時(shí)間 tsw ，選擇導通閘極電阻 R_{g ( ON )},以獲得所需的開(kāi)關(guān)時(shí)間。根據開(kāi)關(guān)時(shí)間確定電阻值時(shí)，我們需要知道電源電壓 V_DD(或V_BS)，柵極驅動(dòng)器的等效導通電阻(R_{DRV ( ON )})，和開(kāi)關(guān)器件的參數(Q_gs Q_gd ，和 V_{gs ( th )})

開(kāi)關(guān)時(shí)間定義為到達坪電壓（給 MOSFET 提供了總共 Q_gs + Q_gd 的電荷）末端所花費的時(shí)間，如圖21所示。

導通柵極電阻計算如下：

其中 R_{g ( ON ）}是柵極導通電阻， R_{DRv ( ON ）}是驅動(dòng)器的等效導通電阻。

輸出電壓斜率

導通柵極電阻 R_{g ( ON ）}通過(guò)控制輸出電壓斜率(dV_OUT/ dt)來(lái)決定。當輸出電壓是非線(xiàn)性時(shí)，最大輸出電壓斜率可以近似為：

插入變形表達式 I_{g ( avr )},并整理得到：

其中 C_{gd ( off )}是密勒效應電容，在數據表中定義為C_rss。

量化關(guān)斷柵極電阻

在量化關(guān)斷電阻時(shí)，最壞的情況是當MOSFET漏極處于關(guān)斷時(shí)，外部動(dòng)作迫使電阻整流器。

在這種情況下，輸出節點(diǎn)的 dv / dt ，誘導一股寄生電流穿過(guò) C_gd ，流向 R_{G ( OFF ）}和 R_{DRV ( OFF )}，如圖22所示。

下面闡述了，當輸出 dv / dt 是由伴隨MOSFET的導通造成時(shí)，如何量化關(guān)斷電阻，如圖22示。

因為這個(gè)原因，關(guān)斷阻抗必須根據最壞的應用情況來(lái)量化。下面的等式將MOSFET柵極閾值電壓和漏極 dv / dt 關(guān)聯(lián)起來(lái)：

圖22  電流路徑：下橋開(kāi)關(guān)關(guān)斷，上橋開(kāi)關(guān)導通

重新整理表達式得到：

設計實(shí)例

使用飛兆MOSFET FCP20N60和柵極驅動(dòng)器FAN7382，確定導通和關(guān)斷柵極電阻。FCP20N60功率MOSFET的參數如下：

導通柵極電阻

1．如果V_DD =15 V 時(shí)，所需的開(kāi)關(guān)時(shí)間是500 ns ，計算平均柵極充電電流：

導通電阻值約為58 Ω。

2．如果 d_Vout/ dt =1 V / ns (V_DD =15 V 時(shí))，總柵極電阻如下計算：

導通電阻值約為62 Ω

關(guān)斷柵極電阻

如果 d_Vout / dt =1 V / ns ，關(guān)斷柵極電阻可計算為：

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考慮功耗

柵極驅動(dòng)器的功耗

總的功耗包括柵極驅動(dòng)器功耗和自舉二極管功耗。柵極驅動(dòng)器功耗由靜態(tài)功耗和動(dòng)態(tài)功耗兩部分組成。它與開(kāi)關(guān)頻率，上橋和下橋驅動(dòng)器的輸出負載電容，以及電源 V_DD 有關(guān)。

靜態(tài)功耗是因為下橋驅動(dòng)器的電源 V_DD 到地的靜態(tài)電流，以及上橋驅動(dòng)器的電平轉換階段的漏電流造成的。前者取決于 V_S 端的電壓，后者僅在上橋功率器件導通時(shí)與占空比成正比。

動(dòng)態(tài)功耗定義如下：對于下橋驅動(dòng)器，動(dòng)態(tài)功耗有兩個(gè)不同的來(lái)源。一是當負載電容通過(guò)柵極電阻充電或放電時(shí)，進(jìn)入電容的電能有一半耗散在電阻上。柵極驅動(dòng)電阻的功耗，柵極驅動(dòng)器內部的和外部的，以及內部 CMOS 電路的開(kāi)關(guān)功耗。同時(shí)，上橋驅動(dòng)器的動(dòng)態(tài)功耗也包括兩個(gè)不同的來(lái)源。一個(gè)是因為電平轉換電路，一個(gè)是因為上橋電容的充電和放電。這里，可以忽略靜態(tài)功耗，因為集成電路的總功耗主要是柵極驅動(dòng) IC 的動(dòng)態(tài)功耗，可估算為：

圖23表示計算的柵極驅動(dòng)器功耗與頻率和負載電容的關(guān)系(V_DD=15 V)。此曲線(xiàn)可用于計算柵極驅動(dòng)器造成的功耗。

圖23  極驅動(dòng)器的總功耗

自舉電路的功耗是自舉二極管功耗和自舉電阻功耗的總和，如果它們存在的話(huà)。自舉二極管的功耗是對自舉電容充電時(shí)產(chǎn)生的正向偏置功耗與二極管反向恢復時(shí)產(chǎn)生的反向偏置功耗的總和。因為每個(gè)事件每個(gè)周期發(fā)生一次，所以二極管的功耗與開(kāi)關(guān)頻率成正比。大電容負載需要更多的電流，對自舉電容器重新充電，從而導致更多的功耗。

半橋輸入電壓(V_DC )越高，反向恢復功耗越大。集成電路的總功耗可以估算為：柵極驅動(dòng)器的功耗與自舉二極管的功耗的總和，減去自舉電阻的功耗。

如果自舉二極管在柵極驅動(dòng)器內部的話(huà)，添加一個(gè)與內部自舉二極管并聯(lián)的外部二極管，因為二極管功耗很大。外部二極管必須放置在靠近柵極驅動(dòng)器的地方，以減少串聯(lián)寄生電感，并顯著(zhù)降低正向電壓降。

封裝熱阻

電路設計者必須提供：

●估算柵極驅動(dòng)器封裝后的功耗

●最大工作結溫T_{J . MAX . OPR}，例如，如降額至 T_{J, MAX} =150℃的80%，對于這些驅動(dòng)器為120℃。

●最高工作引腳焊錫溫度 T_{L,MAX,OPR，}大約等于驅動(dòng)器下最大 PCB 溫度，比如100℃。

●最大允許結到引腳的熱阻計算為：

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一般準則

印刷電路板版圖

具有最小寄生電感的版圖如下：

●開(kāi)關(guān)之間的走線(xiàn)沒(méi)有回路或偏差。

●避免互連鏈路。它會(huì )顯著(zhù)增加電感。

●降低封裝體距離PCB板的高度，以減少引腳電感效應。

●考慮所有功率開(kāi)關(guān)的配合放置，以減少走線(xiàn)長(cháng)度。

●去耦電容和柵極電阻的布局和布線(xiàn)，應盡可能靠近柵極驅動(dòng)集成電路。

●自舉二極管應盡可能靠近自舉電容。

自舉部件

在量化自舉阻抗和初次自舉充電時(shí)的電流時(shí)，必須考慮自舉電阻(R_BOOT)。如果需要電阻和自舉二極管串聯(lián)時(shí)，首先確認V_B不會(huì )低于COM(地)，尤其是在啟動(dòng)期間和極限頻率和占空比下。

自舉電容(C_BOOT)使用一個(gè)低ESR電容，比如陶瓷電容。V_DD 和 COM之間的電容，同時(shí)支持下橋驅動(dòng)器和自舉電容的再充電。建議該電容值至少是自舉電容的十倍以上。

自舉二極管必須使用較低的正向壓降，為了快速恢復，開(kāi)關(guān)時(shí)間必須盡可能快，如超高速。

自舉電路問(wèn)題的思考

圖24

自舉電路問(wèn)題的補救措施