單級BUCK-BOOST變換器實(shí)現APFC的原理及分析

1  引  言

目前，電力電子整流裝置在生產(chǎn)生活中應用越來(lái)越廣，特別是計算機和家用電器中大量使用開(kāi)關(guān)電源使得電力網(wǎng)輸入側波型畸變，功率因數降低。因而使用帶功率因數校正的開(kāi)關(guān)電源對于電網(wǎng)的諧波治理和提高供電質(zhì)量有很重要的意義。

傳統的整流裝置使用電橋整流加大的電容濾波使得交流側輸入電流為一尖峰電流，這是使交流側輸入功率因數降低的主要原因（如圖1）。因此改變電路結構以使輸入側電流跟隨輸入電壓就可以改善功率因數。

現在雙級PFC（Power Factor Correction）的應用已經(jīng)很成熟，它采用BOOST變換器作為前級PFC主電路，它的優(yōu)點(diǎn)在于可以做到功率因數近似為1，但它控制復雜，成本高，適合用于中等功率的電源。對于中小功率的PFC控制最簡(jiǎn)、性能可靠、功率因數高成了設計者追求的目標。一般中小功率采用單級（Single Stage）PFC。近年來(lái)國內外許多文章對單級PFC做了大量研究，提出了很多實(shí)現方案。單級PFC可以采用BUCK-BOOST電路來(lái)實(shí)現，同時(shí)采用反激變換器（flyback conventer）隔離。

2  BUCK-BOOST變換器實(shí)現APFC的原理

BUCK-BOOST變換器是升降壓型電路，它使得輸入端電壓不必低于Vc，同時(shí)易于實(shí)現反激變換（flyback converter）。電路工作于DCM模式，這樣可以獲得高功率因數和穩定快速的調節輸出（文獻1已有論述）。電路圖如圖2所示，假設負載為一電阻Rload，S為開(kāi)關(guān)。

BUCK-BOOST變換器有兩種工作狀態(tài)如圖3。

(a)  開(kāi)關(guān)S導通，電源加到L上，負載由C供電。L上電壓為Vg，L上的電流線(xiàn)性增加。

(b)  開(kāi)關(guān)S斷開(kāi)，電感上的能量向Rload釋放，電感電流減小到0。電感上的電壓為Vdc。

設工頻交流電壓為Vm(t)=Vpsin(ωt)                              (1)

其中Vp為交流電壓幅值、ω為輸入工頻交流電壓的角頻率。當S導通時(shí)有  D1為開(kāi)關(guān)導通比，Ts為開(kāi)關(guān)周期，如圖4所示。當電路工作在DCM模式時(shí)  。

 為電流峰值。

于是有                            （2）

可以看出  。因此電感上的電流跟隨輸入電壓，功率因數得到校正。

3  單級變換器的分析

傳統的功率因數校正由兩級組成，前級實(shí)現APFC，后級為電壓變換器，如圖5所示。PFC級工作于DCM模式，調節器可以工作于DCM或CCM模式，文獻2已指出如果PFC工作于DCM而調節器工作于CCM模式，則可以獲得較低的傳導損耗，但dc端電壓依賴(lài)于負載電流，這使得難以在不改變dc端電壓的情況下控制輸出來(lái)滿(mǎn)足寬帶范圍要求。當兩級都工作在DCM模式下，兩級被dc端穩壓電容分開(kāi)，因而可實(shí)現高功率因數、寬負載和快速調節。適合應用于低功率電源。

雙級反激式BUCK—BOOST功率因數校正可以通過(guò)變換開(kāi)關(guān)管的位置并改變電路結構來(lái)實(shí)現單級變換器。如圖6，可以把開(kāi)關(guān)S1轉移到  ，開(kāi)關(guān)S2控制使得穩壓電容對變壓器的一次側激磁和消磁讓能量傳遞到二次側。同樣可以改變電路結構使激磁和消磁回路通過(guò)開(kāi)關(guān)S，就可以只用一個(gè)開(kāi)關(guān)管實(shí)現PFC和電壓變換調節。

如圖7，PFC級和DC/DC級共用一個(gè)開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)S開(kāi)通時(shí)電感L激磁，同時(shí)穩壓電容C放電，通過(guò)開(kāi)關(guān)給變壓器一次側激磁；開(kāi)關(guān)S關(guān)斷時(shí)電感L通過(guò)穩壓電容C續流，同時(shí)給電容C充電。完成單激PFC變換。為了濾去高次譜波，在電源輸入側加入LC濾波電路，使得輸入電流更接近于正弦。

如果開(kāi)關(guān)頻率很高，輸入功率在半波周期內可近似為：

        代入（2）式得：

                             （3）

這里開(kāi)關(guān)導通比為D1，設二極管D3的的導通比為D2，則：    其中  

電容對變壓器充磁功率為：                           （4）

對于本電路來(lái)講  ，所以由（3）（4）可得  ，Lp為變壓器一次側電感。

由此可見(jiàn)Vc獨立于輸出負載，調節D1就可調節輸出電壓V0。

4  控制電路及小信號分析

BUCK—BOOST變換器的小信號分析模型如圖8(a)所示，為了簡(jiǎn)化分析假設電路工作在臨界模式，開(kāi)關(guān)占空比為D，  表示開(kāi)關(guān)管的小信號控制特性，  表示電壓源的擾動(dòng)，  表示輸出電壓的擾動(dòng)。其閉環(huán)傳遞函數方框圖為圖8(b)。

G（s）為主電路傳遞函數，H1（s）為補償網(wǎng)絡(luò )傳遞函數，1/Vm為PWM傳遞函數，E為開(kāi)關(guān)占空比變化對輸入電壓的傳遞函數。

5  仿真分析結果

5.1  產(chǎn)生PWM波的Matlab仿真模型如圖9所示。

仿真波形如圖10，ref為參考比較電壓，Signal-Generator為三角波發(fā)生器，Scope顯示了PWM調制輸出。因而檢測輸出電壓就可改變開(kāi)關(guān)管控制脈沖的占空比。

5.2  BUCK-BOOST閉環(huán)控制電路仿真。

BUCK-BOOST閉環(huán)控制電路的Matlab模型如圖11所示。

AV為交流輸入，電壓幅值為380V；Switch為理想開(kāi)關(guān)，恒頻工作，頻率為3kHz；PWMGen為PWM發(fā)生器，產(chǎn)生脈沖寬度可調的PWM脈沖；Gainl和積分器組成為比較積分環(huán)節。設輸出控制在200V，inport2顯示了輸入電流的波形。如圖12。

從圖12中我們可以看到輸入電流近似為一正弦波（單位為mA），輸出電壓穩定在200V，同時(shí)使得輸出紋波很小，如果再加入輸入LC濾波功率因素為0.95以上。

6  總  結

本文分析了BUCK—BOOST電路實(shí)現單級功率因數校正的原理和電路變換過(guò)程，給出了DCM電流仿真分析的模型和仿真分析結果，驗證了理論推導。證明了BUCK—BOOST電路是實(shí)現單級功率因素校正的一種較好的方法。

參考文獻：

[1]  Y.-S.Lee and K.-W.Siu.“Single-switch fast-response switching regulators with unity power factor”，in Proc.IEEE APEC’96，1996，pp.791-796.

[2]  P.Kornetzky，H.Wei，G.Zhu，and I.Batarseh.“A Single-switch ac/dc converter with power factor correction”，in Proc.IEEE PESC’97，1997，pp.527-535.

[3]  T.F.Wu Y.K.Chen“Analysis and Design of an Isolated Single-Stage Converter achieving Power-Factor Correction and fast Regulation”，in Proc.IEEE，1999.8，Vol.46，No.4，pp.759-767.

[4]  張占松，蔡宣三.開(kāi)關(guān)電源的原理與設計.電子工業(yè)出版社,1998.6.