有源功率因數校正技術(shù)(APFC)在開(kāi)關(guān)電源中的應用研究

近年來(lái)，開(kāi)關(guān)電源因效率高，成本低，而在各個(gè)領(lǐng)域獲得了廣泛的應用。但是采用傳統的非控整流開(kāi)關(guān)電源，由于輸入阻抗呈容性，網(wǎng)側輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差，加上輸入電流嚴重非正弦，并呈脈沖狀，故功率因數極低，諧波分量很高，給電力系統帶來(lái)了嚴重的諧波污染。為此，國際電工委員會(huì )早在90年代初就制定了IEC1000-3-2標準，嚴格限定設備的功率因數必須接近于1，提高開(kāi)關(guān)電源的功率因數已經(jīng)成為國內電源廠(chǎng)商的當務(wù)之急。

由于輸入端有整流元件和濾波電容，單相AC/DC開(kāi)關(guān)電源及大部分整流電源供電的電子設備，其電網(wǎng)側功率因數僅為0.65左右。采用有源功率校正技術(shù)后可提高到0.95～0.99，既治理了電網(wǎng)的諧波污染，又提高了開(kāi)關(guān)電源的整體效率。

有源功率因數校正主要是在整流濾波和DC/DC功率級之間串入一個(gè)有源PFC作為前置級，用于提高功率因數和實(shí)現DC/DC級輸入的預穩，用作PFC電路的功率級基本上是升壓型Boost變換器，它具有效率高、電路簡(jiǎn)單、適用電源功率高等優(yōu)點(diǎn)。

開(kāi)關(guān)電源同時(shí)是一個(gè)重要的電磁干擾源，所以減少和抑制開(kāi)關(guān)電源的電磁發(fā)射成為3C認證中的關(guān)鍵，也是開(kāi)關(guān)電源設計中的重要課題。開(kāi)關(guān)電源中的功率開(kāi)關(guān)管在高頻下的通、斷過(guò)程產(chǎn)生大幅度的電壓和電流跳變，從而產(chǎn)生強大的電磁騷擾。濾波是壓縮干擾頻譜的基本手段，抗EMI濾波器是EMC技術(shù)的基礎元器件之一。在開(kāi)關(guān)電源的濾波器設計中，磁性元件中電感的材料選取及電感取值的設定，對于開(kāi)關(guān)電源的電磁兼容設計至關(guān)重要。

APFC控制技術(shù)原理

APFC技術(shù)主要采用一個(gè)變換器串入整流濾波與DC/DC變換器之間，通過(guò)特殊的控制，一方面強迫輸入電流跟隨輸入電壓，從而實(shí)現單位功率因數；另一方面反饋輸出電壓使之穩定，從而使DC/DC變換器的輸入實(shí)現預穩。

功率因數補償控制專(zhuān)用芯片MC33262的電流控制方式是峰值電流控制方式。它的基本思想是采用一個(gè)正弦基準電流作為上限，由輸出檢測信號經(jīng)誤差放大后與輸入全波電壓的檢測信號相乘獲得，下限則為零。具體過(guò)程是通過(guò)檢測開(kāi)關(guān)電流與正弦基準電流相比較，當達到該基準電流時(shí)關(guān)斷開(kāi)關(guān)，在電感電流為零時(shí)再次開(kāi)通。這種控制使得電感電流為臨界電流工作狀態(tài)。

檢測開(kāi)關(guān)管流過(guò)電流，將所得電壓信號送入MC33262內部的零電流比較器。該比較器電流基準值由乘法器輸出供給。乘法器有兩個(gè)輸入，一個(gè)是變換器輸出電壓與基準電壓之間的誤差信號；另一個(gè)為全波整流后輸出電壓采樣值。因此電流基準為雙半波正弦電壓，令電感電流的峰值包絡(luò )線(xiàn)跟蹤該輸入電壓的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。

當輸出電壓上升時(shí)，誤差放大器輸出電壓下降，使乘法器輸出的基準電流值下降，開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間縮短，流過(guò)電感的電流下降，從而使輸出電壓下降。反之，使輸出電壓上升，以達到穩定輸出電壓的目的。由于乘法器輸入取樣來(lái)自全橋整流的輸出，所以乘法器的輸出和全橋整流輸出電壓波形的相位相同，從而使電感電流的平均值和整流輸出電壓同相，達到功率因數補償之目的。

這種控制方式的主要優(yōu)點(diǎn)：工作在電流連續狀態(tài)，開(kāi)關(guān)電流額定值小，電流有效值小，EMI濾波器??；比其它電流控制方法易于實(shí)現快速過(guò)流保護。需要注意的問(wèn)題是：電感電流的峰值(它是控制的基準)與高頻狀態(tài)空間平均值之間的誤差，在一定時(shí)間內相當大，以至無(wú)法滿(mǎn)足使THD很小的要求，電源電壓過(guò)零時(shí)電流失真較大；控制電路復雜，需檢測開(kāi)關(guān)電流；峰值對噪聲相當敏感。

該功率因數校正電路同時(shí)引入電壓和電流反饋，構成一個(gè)雙環(huán)控制系統，具有整流和穩壓功能，即整流要求輸入功率因數為0.9以上，實(shí)現輸入電流整形，使之成為與電壓同相位的標準正弦波，穩壓要求輸出電壓穩定。

采用MC33262構成的有源功率因數校正電路的最大特點(diǎn)是采用零電流導通模式控制，開(kāi)關(guān)MOS管的通、斷受控于MC33262芯片內的零電流檢測器，當零電流檢測器中的電流降為零時(shí)，MOS管導通，此時(shí)電感L開(kāi)始儲能，電流增加。

APFC硬件電路結構

輸入端電路分析

輸入瞬間電壓保護

為了避免輸入端電壓由于雷電、電感性開(kāi)關(guān)等因素的影響而產(chǎn)生的電壓尖峰對電源造成不利影響，采用金屬氧化物壓敏電阻并接在交流輸入端對瞬態(tài)電壓進(jìn)行抑制。壓敏電阻起到一個(gè)可變阻抗的作用，當高壓尖峰瞬間出現在壓敏電阻兩端時(shí)，它的阻抗減小到一個(gè)低值，消除了尖峰電壓使得輸入電壓達到安全值。瞬間能量消耗在壓敏電阻上。

輸入浪涌電流抑制

隔離式開(kāi)關(guān)電源在加電時(shí)，由于濾波電容充電的影響，在開(kāi)關(guān)管開(kāi)始導通的瞬間，電容對交流呈現出很低的阻抗，在輸入端會(huì )產(chǎn)生極高的浪涌電流。所以必須在電源的輸入端采取限流措施，以求能夠有效地將浪涌電流減小到允許的范圍之內。本文采用負溫度系數的熱敏電阻(NTC)串聯(lián)在交流輸入端，用以增加對交流線(xiàn)路的阻抗，把浪涌電流減小到安全值。當開(kāi)關(guān)電源接通時(shí)，熱敏電阻的阻值基本上是電阻的標稱(chēng)值。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。當電容開(kāi)始充電，充電電流流過(guò)熱敏電阻，開(kāi)始對其加熱。由于熱敏電阻具有負溫度系數，隨著(zhù)電阻的加熱，其電阻值開(kāi)始下降，如果熱敏電阻選擇合適，在負載電流達到穩定狀態(tài)時(shí)，其阻值應該是最小，這樣，就不會(huì )影響整個(gè)開(kāi)關(guān)電源的效率。

濾波電路設計

電磁干擾會(huì )對電氣產(chǎn)品的正常工作產(chǎn)生很大的干擾，如干擾過(guò)大，會(huì )影響整個(gè)產(chǎn)品的3CR認證要求和控制部分的正常工作，而電源濾波器則是開(kāi)關(guān)電源EMC設計的重要部件。交流輸入電路與L和C組成的低通濾波網(wǎng)絡(luò )相連，其作用是抑制電網(wǎng)上來(lái)的電磁干擾，同時(shí)，它還對開(kāi)關(guān)電源本身產(chǎn)生的電磁干擾有抑制作用，以保證電網(wǎng)不受污染。在本次實(shí)驗電路結構圖中，采用L和C組成常模和共?？垢蓴_回路，這種組合對各種高頻干擾信號的抑制作用較好。

高頻開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的EMI主要以傳導干擾和近場(chǎng)干擾為主。共模干擾和差模干擾是傳導干擾的兩種基本模態(tài)，EMI濾波器是目前使用最廣泛，也是最有效的開(kāi)關(guān)電源傳導干擾抑制方法之一。EMI濾波器不但要抑制差模干擾，也必須抑制共模干擾，它的基本電路可以參照后面給出的實(shí)驗電路結構圖。

共模扼流圈一般在鐵氧體上繞制，因為鐵氧體的導磁率很高，可以獲得很大的電感量，而由于共模扼流圈的特殊繞制方法，沒(méi)有磁芯飽和的危險。差模扼流圈一般在鐵粉磁芯上繞制，這種磁芯不易發(fā)生飽和，但是磁導率較低。有時(shí)為了避免磁芯飽和，在磁路開(kāi)放的磁芯上繞制，通過(guò)減小磁芯中的磁通密度來(lái)避免飽和；這時(shí)要注意電感也是一個(gè)非常高效的磁場(chǎng)接收器件，會(huì )將周?chē)母蓴_收集到電感上，形成新的干擾，必要時(shí)可以采取屏蔽措施。

利用電感器同電容組成濾波電路來(lái)抑制共模干擾，這種電感器件串入電路中對工作狀態(tài)不加干涉，而對共模干擾起到抑制作用。它的結構是在一只磁芯上繞制兩個(gè)相同繞組的線(xiàn)圈，工作時(shí)將這兩個(gè)線(xiàn)圈分別串接在電源上，當工作電流接通時(shí)磁芯中的磁動(dòng)勢相互抵消，因而磁芯材料不受任何影響，不必擔心其磁飽和。在這次研制過(guò)程中，我們采用頻率特性好、導磁率高的鐵氧體材料。

實(shí)際上，在電磁兼容應用中，最常用的是共模濾波。這是因為大量的電磁干擾是從空間耦合到線(xiàn)纜上的。這種干擾形成的干擾電壓是共模電壓。

共模扼流圈能濾除低頻噪聲，一般來(lái)說(shuō)電感值越大，對低頻(1MHz以下)段傳導干擾抑制效果越明顯。圖1是功率因數校正電路的傳導干擾測試結果，對于錳鋅鐵氧體磁芯，增大電感量以后，1MHz以下的干擾水平明顯降低，尤其在0.1～0.7MHz頻段內，干擾水平下降了20dB。比較后可看出，應根據所要濾除的噪聲的頻率下限選取扼流圈的電感值。

硬件電路結構及工作原理

圖2所示為APFC硬件電路結構圖，電路采用內外雙環(huán)反饋控制方案。內環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出直流脈動(dòng)電壓取樣輸入到MC33262，以保證通過(guò)變壓器T4的電流時(shí)刻跟蹤輸入電壓按正弦軌跡規律變化。通過(guò)T4的三角形高頻電流的峰值包絡(luò )線(xiàn)正比于輸入交流電壓，其平均電流則呈正弦波形，這就意味著(zhù)電源輸入電流也呈正弦波。外環(huán)實(shí)現對APFC變換器輸出直流電壓的監控。直流輸出電壓通過(guò)電阻分壓器取樣輸入到MC33262，MC33262則輸出占空比可調的PWM驅動(dòng)信號控制MOSFET導通關(guān)斷，確保輸出電壓穩定。

輸入端交流電壓經(jīng)橋式整流后，輸出100Hz的正弦半波直流脈動(dòng)電壓，經(jīng)過(guò)電阻分壓器分壓，在R4上的取樣電壓經(jīng)小電容C4濾除高頻噪聲輸入到芯片內部的乘法器。濾波電容EC1兩端直流電壓通過(guò)R12、R13和R14分壓輸入到芯片內部誤差放大器的反相端，并與誤差放大器同相端精密參考電壓Uref比較，產(chǎn)生一個(gè)輸出直流電壓的誤差信號，作為一象限乘法器的另一路輸入。當AC輸入電壓從零按正弦規律變化到峰值時(shí)，乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門(mén)限，迫使通過(guò)MOSFET功率管Q1的峰值電流跟蹤AC輸入電壓的變化軌跡。流過(guò)MOSFET功率管Q1的電流在電阻R11上轉換為電壓信號，輸入到MC33262芯片內電流檢測比較器的正向輸入端。變壓器T4電流的波形呈高頻鋸齒三角波，在電流值從零增長(cháng)到峰值的過(guò)程中，Q1是導通的。乘法器的輸出則是電感峰值電流的參考電壓，只要在R11上的傳感電壓超過(guò)電流檢測比較器的門(mén)限電壓，片內邏輯電路動(dòng)作，輸出MOSFET功率管關(guān)斷信號。

變壓器T4的副邊繞組NS將感應電壓經(jīng)D1整流EC3濾波，作為MC33262芯片啟動(dòng)后的輔助電源；NS還用做T4的高靈敏度的電流傳感器。NS將流過(guò)T4的電流檢測后，經(jīng)限流電阻R7輸入到片內零電流檢測器，只要電感電流降至芯片所設置的“零”電平，零電流檢測器則通過(guò)置位門(mén)鎖驅動(dòng)MOSFET導通。

由于在電感電流下降到零之前，MOSFET不會(huì )導通，而在其導通期間，升壓二極管則一直截止，所以對升壓整流二極管D3的反向恢復時(shí)間要求不是很苛刻。

理論上，變壓器T4的導通時(shí)間是恒定的，實(shí)際上由于受整流橋后接濾波器充電的影響，在交流電壓過(guò)零處導通時(shí)間有所增加。T4的關(guān)斷時(shí)間在交流電壓的峰值處最大，在交流電壓的過(guò)零處則趨向于零。所以最小的開(kāi)關(guān)頻率出現在交流電壓的峰值處，隨著(zhù)交流電壓從峰值走向過(guò)零，開(kāi)關(guān)頻率不斷升高。這一點(diǎn)，從下面開(kāi)關(guān)頻率的計算公式也可以看出。

式中，UAC為輸入交流電壓的有效值；η為變換器效率；L為T(mén)4電感量；Uo為變換器輸出直流電壓；Po為輸出功率；wt為交流輸入電壓的相位角。

電路中其它具體重要參數比如電感值、輸出電容值、分壓電阻、電感電流采樣電阻、MOS管電壓電流參數的選取和計算公式在參考文獻[4]中已經(jīng)做了詳細討論，本文不再重復。

印制板制作時(shí)的幾點(diǎn)注意事項

開(kāi)關(guān)電源的干擾源主要集中在功率開(kāi)關(guān)器件以及與之相連的散熱器和高頻變壓器上。印刷線(xiàn)路板的布線(xiàn)設計對電源產(chǎn)品的EMC性能有很大的影響。有研究表明高頻開(kāi)關(guān)電源的EMI指標往往可以在不增加任何元器件和改變線(xiàn)路的條件下通過(guò)修改印刷線(xiàn)路板的布線(xiàn)設計大大得到改善。這一點(diǎn)在制作印刷電路板，調節各個(gè)元器件布局時(shí)應該著(zhù)重考慮。

由于該AC/DC變換器工作在高頻狀態(tài)，在制作印制板時(shí)，還必須注意：由于負載電路或功率驅動(dòng)電路的電流較強、電壓較高，功率地線(xiàn)上干擾較大，因此功率地必須與其它弱電地分別設置，以保證整個(gè)系統穩定可靠的工作；PCB布線(xiàn)時(shí)，高頻數字信號線(xiàn)要用短線(xiàn)，主要信號線(xiàn)最好集中在PCB板中心，同時(shí)電源線(xiàn)盡可能遠離高頻數字信號線(xiàn)或用地線(xiàn)隔開(kāi)；應該根據印制板的安裝方式，把易發(fā)熱的元器件如濾波電感L3、功率開(kāi)關(guān)器件Q1、變壓器T4等安裝在印制板的上方部位，以利于散熱，而熱敏元件TR則應遠離發(fā)熱元件。

實(shí)驗結果

實(shí)驗結果顯示該AC/DC變換器在較為寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩定的直流電壓輸出，該系統達到主要技術(shù)指標為：

AC輸入電壓范圍從95V到255V，DC輸出電壓穩定在400V，紋波峰峰值在8V以下，輸出額定功率達150W，滿(mǎn)載下效率η=95%，功率因數λ≥0.99，輸入電流總諧波畸變D<6%。在A(yíng)C輸入電壓UAC(min)=95V時(shí)，λ=0.998，THD=2.8%；當UAC(max)=255V時(shí)，λ=0.973，THD=9.5%；η=96.8%。

圖3、圖4、圖5分別記錄了系統在125V、150V、240V交流輸入電壓下APFC的實(shí)驗結果。圖3(a)、圖4(a)、圖5(a)表示交流電壓經(jīng)過(guò)整流以后的正弦半波直流電壓采樣波形，即為MC33262芯片引腳3的采樣輸入電壓；圖3(b)、圖4(b)、圖5(b)表示交流輸入端的電流波形?？梢悦黠@看出本文所設計的帶APFC的AC/DC變換器在寬廣的輸入電壓范圍下能夠正常工作，各項性能指標均比較理想。

圖5　240V交流輸入電壓下電路測試波形

結語(yǔ)

本文采用Motorola公司生產(chǎn)的有源功率因數校正專(zhuān)用芯品MC33262為核心設計了一種寬電壓輸入范圍、固定升壓輸出的150WAC/DC變換器。實(shí)驗結果表明該變換器能在95～255V的寬電壓輸入范圍內輸出穩定400V直流電壓，功率因數達到0.99以上，總諧波畸變降低至6%以下。

由MC33262構成的功率因數校正電路外圍結構簡(jiǎn)單，電路元器件少，電路的體積和成本下降，提高了系統的可靠性。目前這種APFC技術(shù)已在開(kāi)關(guān)電源、電子鎮流器等諸多領(lǐng)域得到了應用。