磁懸浮車(chē)地通信中頻調制器的設計與實(shí)現

　　1 引 言

　　頻移鍵控(FSK)是利用數字基帶信號控制載波的頻率來(lái)傳送信息的一種方式?！?”碼用頻率f1傳輸，“0”碼用頻率f2傳輸。FSK信號又可分為2種，一種叫離散相位FSK信號，記作DPFSK，這種信號的波形在基帶信號“0”，“1”交替時(shí)，載波相位不連續;另一種叫相位連續FSK信號，記作CPFSK，他在碼元“0”，“1”交替時(shí)相位連續。

　　CPFSK信號由于其相位的連續性，不僅具有實(shí)現容易、適用頻帶寬、抗干擾能力強、解調無(wú)需相干載波等優(yōu)點(diǎn)，而且避免了DPFSK信號由于在頻率轉換點(diǎn)上的相位不連續，而使功率譜產(chǎn)生很大的旁瓣分量，帶限后會(huì )引起包絡(luò )起伏的缺點(diǎn)，因此在數字通信領(lǐng)域有著(zhù)廣泛應用。

　　在實(shí)際應用中CPFSK信號的實(shí)現有許多種途徑，例如采用頻率切換技術(shù)、動(dòng)態(tài)改變諧振電路LC組件參數或者直接采用調制芯片如DDS等。如何在滿(mǎn)足系統功能的前提下，以較少的硬件成本完成CPFSK信號調制，具有廣泛的應用價(jià)值。本文介紹在我國磁懸浮列車(chē)車(chē)地通信系統中應用的一種CPFSK中頻調制器，其核心是基于鎖相環(huán)路的CPFSK信號調制技術(shù)。系統要求中頻頻率為280 MHz，在信道帶寬25 MHz以?xún)?，對前級編譯碼板提供的碼率為10.24 Mb∕s的數據和周期為1 ms，脈寬10～12μs的報頭脈沖信號實(shí)現調制后送至后級的38 GHz毫米波前端。

　　2 設計思路及系統仿真

　　CPFSK的基本數學(xué)原理就是用數字基帶信號去控制頻率的切換，完成對載頻信號的調制，并保持相位的連續性，從而實(shí)現數字信息的傳輸。在一個(gè)碼元時(shí)間Ts內，CPFSK信號可表示為：

　　當θ(t)為時(shí)間的連續函數時(shí)，已調波在所有時(shí)間上是連續的。若傳0碼時(shí)載頻為ω1，傳1碼時(shí)載頻為ω2，他們相對于未調載頻ω0的頻偏為△ω，上式又可寫(xiě)為：

　　式中的θ(0)為初相角，取決于過(guò)去碼元的調制的結果，他的選擇要防止相位的任何不連續性。對于CPFSK信號有

　　傳統CPFSK信號的實(shí)現途徑包括以下3種方式：

　　頻率轉換 采用數字基帶信號控制兩個(gè)獨立的振蕩器，通過(guò)加法器疊加實(shí)現CPFSK調制。該方式采用了部分數字電路，精度較高，但由于兩個(gè)邊頻采用獨立的高頻振蕩器生成，在頻域引入了大量的諧波成分，無(wú)法滿(mǎn)足相位連續的調制。

　　直接調頻 采用數字基帶信號直接控制LC振蕩回路的參數改變，實(shí)現CPFSK調制。該方式實(shí)現容易，相位連續，但采用了大量的仿真電路組件，頻率精度和穩定性無(wú)法保證。

　　調制解調芯片 采用成熟的調制解調芯片實(shí)現。該方式采用了當前通信電子技術(shù)發(fā)展的最新成果，直接利用現成硬件加以實(shí)現CPFSK調制、精度高、頻率穩定性好，但由于調制解調芯片普遍遵循了相應的CCITT通信協(xié)議標準，只能實(shí)現特定載頻、特定調制頻率上的CPFSK調制，并且硬件成本較高，無(wú)法滿(mǎn)足專(zhuān)用領(lǐng)域的應用。

　　綜上所述，該CPFSK調制器采用基于鎖相環(huán)路(PLL)方式的CPFSK調制，其原理與仿真調制相同，一方面可以保證相位的連續性，另一方面利用PLL的穩頻特性可以保證較高的頻率的穩定度，并且實(shí)現方法簡(jiǎn)便。

　　調制器原理框圖如圖1所示。

　　其中數據信號為10.24 MHz曼徹斯特編碼信號，為了限制中頻帶寬并減小數據信號的碼間串擾，在數據濾波部分采用升余弦濾波器，其頻率特性為：

　　升余弦特性所形成的基帶波形h(t)，除了在本碼元抽樣時(shí)刻上不為零外，在其它碼元的抽樣點(diǎn)上均為零值，滿(mǎn)足無(wú)碼間干擾的時(shí)域條件。不僅如此，他在兩個(gè)抽樣點(diǎn)之間還有一個(gè)零點(diǎn)，并且他的“尾巴”收斂快，因此這樣的波形對于減小碼間干擾及定時(shí)提取都十分有利。

　　用報頭信號作為開(kāi)關(guān)的控制信號，實(shí)現對10.24 MHz的副載波(來(lái)自于前級的數據基帶板的參考輸出，以便與數據有同步關(guān)系)進(jìn)行幅度鍵控(ASK)，將鍵控輸出與數據信號合成后送到VCO調諧端。選用10.24 MHz這個(gè)頻率做副載波，從頻譜上看10.24 MHz恰好為數據信號頻譜的一個(gè)零點(diǎn)，這樣可以有效避免報頭和數據信號的互相干擾，利于解調。此外10.24 MHz還作為單片機的外接參考。

　　合成的調制信號加到VCO的調諧端，對于鎖在一個(gè)點(diǎn)頻上的鎖相環(huán)而言，調制信號可認為是一種干擾，因此PLL的環(huán)路濾波器必須抑制掉調制信號對載頻的干擾。從鎖相環(huán)誤差傳遞函數的角度來(lái)分析，由于鎖相環(huán)的誤差傳遞函數He(jω)具有高通特性，因此必須設計合適的環(huán)路濾波器，讓調制信號的最低頻率ωm處于鎖相環(huán)誤差傳遞函數的通帶以?xún)?，從而?shí)現頻率調制。這種方案在調制頻率ωm很低，進(jìn)人He(jω)的阻帶之后，調制頻偏是很小的，這是這類(lèi)方案的一個(gè)顯著(zhù)的缺點(diǎn)。但由于送入該調制器的數據信號為10.24 Mb∕s的曼徹斯特編碼信號，調制頻率下限不可能很低，從而避免了上述缺點(diǎn)的影響。

　　圖2是用SystemView對整個(gè)調制器進(jìn)行系統仿真的框圖和得到的已調信號的頻譜。

　　3 實(shí)際電路

　　調制信號輸入部分如圖3所示，報頭信號輸入經(jīng)比較器AD8611整形后作為開(kāi)關(guān)ADG736的控制信號，電位器W1用于調節比較器的參考電壓，以適應不同幅度的報頭輸入。編譯碼送來(lái)的10.24 MHz數據信號經(jīng)過(guò)低通濾波并由電位器W2控制幅度后送入ADG736。ASK輸出和經(jīng)升余弦濾波后的數據信號一起送到放大器AD8072放大后送至VCO的調諧端，電位器W3用于控制合成信號的幅度，從而控制調制器的調制度，使已調信號帶寬控制在系統要求的25 MHz以?xún)取?/P>

　　鎖相環(huán)部分如圖4所示，經(jīng)過(guò)前面的分析，鎖相環(huán)的環(huán)路濾波器帶寬應低于調制信號的最低頻率。

　　由于磁懸浮列車(chē)行進(jìn)過(guò)程中的振動(dòng)可能會(huì )引起輸出頻率的抖動(dòng)，因此環(huán)路帶寬又必須足夠寬使鎖定時(shí)間足夠快。綜合上述考慮，環(huán)路帶寬設計成50 kHz左右，鑒相頻率由單片機過(guò)程控制可選500 kHz，625 kHz，1 250 kHz，2 500 kHz四種，以便通過(guò)調試過(guò)程得出一個(gè)最優(yōu)值。鑒相器芯片選取帶Charge Pump的LMX2316，其為32∕33雙模預分頻，外接晶振5～100 MHz，最大鑒相頻率10 MHz，射頻輸入工作頻率0.1～2.8 GHz。由于ChargePump電流較小因此環(huán)路濾波器采用有源濾波器標準反饋結構(standard feedback approach)以獲取較低的雜散。使用NSC的“WEBBECH”工具，可以方便快捷地完成鎖相環(huán)的設計和仿真。此外12.5 MHz的晶振輸出經(jīng)放大器SNA586放大后送至多任務(wù)器，為后級的毫米波前端提供參考信號。系統提供的發(fā)射控制信號用于實(shí)現各發(fā)射站間的信號切換，以避免越站干擾。

　　最終完成的實(shí)際電路如圖5所示。調制器中頻為280 MHz,已調信號帶寬25 MHz(可調)，最大數據速率可達15 Mb∕s(死循環(huán)誤碼率10-9)。目前該中頻調制器已在磁浮試驗線(xiàn)車(chē)地通信系統的地面基站和車(chē)載移動(dòng)站中投入使用，性能良好。