一種UWB脈沖發(fā)生器的設計與實(shí)現

摘    要：本文重點(diǎn)討論了如何利用階躍恢復二極管(SRD)來(lái)實(shí)現極窄脈沖的產(chǎn)生，對這種脈沖發(fā)生器的原理和電路調試作了具體的分析。通過(guò)電路的變化最終得到兩種不同的脈沖。

關(guān)鍵詞：超寬帶；極窄脈沖；階躍恢復二極管

引言

傳統數字通信是通過(guò)在信道中發(fā)送包含信息的模擬波形來(lái)實(shí)現通信的，而超寬帶(UWB)通信是通過(guò)發(fā)送和檢測極窄脈沖序列來(lái)實(shí)現通信。這種脈沖的脈寬只有1個(gè)多ns，有的甚至不到1ns，并且其帶寬可以達到或者超過(guò)3GHz。

從本質(zhì)上講，產(chǎn)生ns級寬度短脈沖的信號源是UWB技術(shù)的前提條件。單個(gè)無(wú)載波窄脈沖信號有兩個(gè)特點(diǎn)：一是激勵信號的波形為具有陡峭前后沿的單個(gè)短脈沖，二是激勵信號具有從直流到微波的很寬的頻譜。目前產(chǎn)生脈沖源的兩類(lèi)方法為:1.光電方法，基本原理是利用光導開(kāi)關(guān)的陡峭上升/下降沿獲得脈沖信號，是最有發(fā)展前景的一種方法。2.電子方法，基本原理是利用晶體管ＰＮ結反向加電，在雪崩狀態(tài)的導通瞬間獲得陡峭上升沿，整形后獲得極短脈沖，這是目前應用最廣泛的方案。受晶體管耐壓特性的限制，這種方法一般只能產(chǎn)生幾十V到上百V的脈沖，脈沖寬度可以達到1ns以下。

圖1 簡(jiǎn)單的脈沖發(fā)生器電路

階躍恢復二極管(SRD)也是一種PN結二極管，但它在管芯設計和結構工藝上采取了一些特殊的措施，能夠獲得電流的“階躍”，可以用來(lái)產(chǎn)生很窄的脈沖。本文就著(zhù)重討論使用階躍恢復二極管產(chǎn)生窄脈沖的方法。

脈沖發(fā)生器的設計與實(shí)現

階躍二極管產(chǎn)生極窄脈沖的原理

傳統窄脈沖產(chǎn)生的基本原理是通過(guò)器件所存儲能量經(jīng)由高速開(kāi)關(guān)器件快速放電而得到。提高輸出脈沖性能的途徑有兩個(gè)：增加器件存儲的能量，加快器件放電速度。這兩種方法都依賴(lài)于高速開(kāi)關(guān)器件，因此，高速開(kāi)關(guān)器件是超寬帶脈沖信號產(chǎn)生的關(guān)鍵。

圖2 管子低阻抗狀態(tài)的等效電路及其電壓波形

階躍恢復二極管是一種充分利用少子儲存效應的器件。作為一種PN結二極管，普通整流管要求正向時(shí)管子導通,反向截至，因此少子儲存效應對整流器件顯然是不利的。而對階躍二極管，當加上正向電壓時(shí)，大量少數載流子注入I層并儲存起來(lái)，反向時(shí)由于少子基本上被反向電場(chǎng)提取完畢，器件在極短的階躍時(shí)間內關(guān)斷，關(guān)斷瞬間產(chǎn)生了電流跳變，形成一個(gè)很窄的脈沖。

圖3 管子高阻抗狀態(tài)的等效電路及其電壓波形

理想的階躍恢復二極管在正向和反向偏置時(shí)，具有兩種阻抗狀態(tài)。正向：C正向=Cmax→?，相当釉懲讟q茍搪紛刺環(huán)聰潁篊反向=Cmin，為高阻抗狀態(tài)。簡(jiǎn)化的脈沖串發(fā)生器電路如圖1所示。頻率為f1的激勵信號使階躍管正向導通，直至二極管的儲存電荷釋放完為止，脈沖發(fā)生器的等效電路如圖2所示。此時(shí)輸出電壓維持在階躍管的接觸電勢f。與此同時(shí)，激勵電感L中儲存輸入信號的能量。當輸入信號電壓同階躍管的偏壓大小相等、符號相反，而儲存電荷又降為零時(shí)，階躍二極管自低阻抗狀態(tài)轉為高阻抗狀態(tài)。脈沖發(fā)生器的等效電路如圖3所示，激勵電感釋放其儲存能量，在R’上造成如下形式的阻尼振蕩電壓：                                     
(1)
其中x是阻尼系數，它為                                       
                              (2)
而b是阻尼振蕩角頻率       
                      (3)
實(shí)際上，在負載R’上能觀(guān)察到的僅僅是此阻尼振蕩波形的第一個(gè)半周期，因為電壓超過(guò)管子的接觸電勢時(shí)，階躍二極管又重新處于低阻抗狀態(tài)，輸出電壓將維持在f。所以在輸入頻率為f1的連續信號作用下，脈沖發(fā)生器的輸出電壓波形將是窄脈沖串，每個(gè)脈沖之間的間隔為1/f1，脈沖根部寬度為
         (4)

脈沖產(chǎn)生電路及分析

階躍恢復二極管的選取

階躍恢復二極管的工作依賴(lài)于載流子的復合，在設計電路時(shí)，為了獲得高效率與高輸出功率，二極管的載流子壽命t愈長(cháng)愈好，階躍時(shí)間tst愈短愈好。t與tst是一對互相制約的參數，在選管子時(shí)應綜合考慮，t主要決定階躍二極管的輸入信號頻率上限，由下式表示：fin?/2pt，實(shí)際使用應選擇t=10/2pfin左右。

階躍時(shí)間則決定了二極管高次諧波的上限，tst越小，則高次諧波越豐富，倍頻效率越高。二極管產(chǎn)生諧波的上限頻率以階躍時(shí)間的倒數來(lái)定義，存在以下關(guān)系：fhigh=1/tst
為避免傳輸線(xiàn)對脈沖發(fā)生器過(guò)載，在50W系統中，階躍管阻抗的要求為10(W)<XD<20(W)；由此可以確定所需的C反向值：XD=1/2pfNC反向。因此，本方案最終選取了電子五十五所生產(chǎn)的WY411C型階躍恢復二極管。

電路原理圖

實(shí)際的脈沖發(fā)生器電路包括階躍管、激勵電感、高頻調諧電容、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )、偏置電路等，如圖4所示。

圖4 脈沖發(fā)生器原理圖

(1)計算激勵電感L(一般取阻尼系數x=0.3)
L=tp2(1-x2)/p2C0                              (5)

其中tp是脈沖寬度
(2)計算調諧電容CT
CT用來(lái)調諧脈沖發(fā)生器的輸入導納，調諧后脈沖發(fā)生器的輸入阻抗為純電阻，CT的值為
CT =1/(2pf1)2LX0  
                          (6)
(3)計算輸入電阻
Rin=w1LR0                                      (7)
式(5)和(6)中的X0、R0為阻抗倍乘系數，分別取1.0和1.4。

(4)匹配網(wǎng)絡(luò )設計

圖5 阻抗匹配低通濾波器
為了使脈沖發(fā)生器的輸入電阻與信號源內阻(一般為50W)匹配，較簡(jiǎn)便的辦法是采用變阻低通濾波器。匹配電路的簡(jiǎn)化等效電路如圖5所示，該電路可看成是集中參數半節G形阻抗變換器。對于這種電路，應有：；輸入阻抗為一純電阻，其值為L(cháng)M/RinCM，
且應等于Rg。由此可求出：                                   
                          
                                                       (8)
                         (9)
低通濾波器的3分貝帶寬為：
                     (10)

(5)偏置電路設計
一般采用自偏置電路。自給偏置的產(chǎn)生過(guò)程簡(jiǎn)述如下：在外加交流電壓超過(guò)二極管的接觸電位差f的時(shí)間間隔內，二極管的正向電阻遠小于R，信號源通過(guò)小的正向電阻向電容C1充電；當外加交流電壓小于恐擋⑹茍芙敕聰蜆ぷ髑蚴?，二极蛊H氏趾艽蟮牡繾?與R比較而言)，電容C1通過(guò)電阻R放電。如果C1R的時(shí)間常數比基波電壓的周期大得多，則放電電流可以認為是一常數；于是在電阻R上就產(chǎn)生一個(gè)壓降，其值為I0R，并反向地加在二極管上。由于這一偏壓是整流電流引起的，所以隨著(zhù)激勵電壓幅度的變化，偏壓隨之改變，從而可以自動(dòng)調節工作點(diǎn)。偏壓電阻值可按下式估算：
R≈2t/pN2C0                              (11)
C3的原理與C1一樣，但其充放電過(guò)程與C1相反。如果電路中去掉C3，則電路的輸出端就沒(méi)有一個(gè)壓降，所得的脈沖就是一個(gè)高斯脈沖波形；如果電路中有C3，所得脈沖就是一個(gè)高斯脈沖的一階導數。

實(shí)驗結果

上述公式只能對元器件的值進(jìn)行大概的估算，還要通過(guò)反復實(shí)踐進(jìn)行修正。筆者在電路調試過(guò)程中，為了得到較窄的脈沖寬度，反復實(shí)踐修正元器件的值。利用信號發(fā)生器產(chǎn)生31MHz，24dBm的正弦波作為電路的觸發(fā)信號源，C1和Cc可選用幾萬(wàn)pF的大電容，偏置電容C3的容值盡可能小。自偏置電阻R為幾十交蚣赴俳，通過(guò)對R的微調，可以改變產(chǎn)生脈沖的重復周期。CM和CT分別為780pF和390+45pF。LM和L分別為30nH和70nH的空心電感線(xiàn)圈。其中微調激勵電感L的感值對脈沖的波形影響尤為明顯。圖6是從示波器上觀(guān)察到的高斯脈沖的一階導數波形(有偏置電容C3)，脈寬1.5ns左右，Vpp為7V。

圖6 有偏置電容C3時(shí)的波形

實(shí)踐表明，有時(shí)理論計算的數值與實(shí)際電路的數值相差頗大，其可能的原因是：管子參數的誤差及離散性較大；設計中沒(méi)有考慮寄生參量以及輸入回路與輸出回路之間的影響；大信號(特別是過(guò)激勵)的理論尚不完善?！?/P>

參考文獻
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