710 MHz LTE天線(xiàn)的去耦合分析

為了提高天線(xiàn)的容量和發(fā)射接收速率，LTE通信系統使用了MIMO天線(xiàn)。由于移動(dòng)終端上空間有限，多個(gè)天線(xiàn)間存在較大耦合，天線(xiàn)的輻射效率和通信容量會(huì )降低。為了解決這一問(wèn)題，從S參數的角度推導出了天線(xiàn)的正交輻射模式，提出了通過(guò)加入180°耦合器來(lái)降低多個(gè)天線(xiàn)間耦合的方法。使用HFSS和ADS對設計好的710MHz天線(xiàn)進(jìn)行聯(lián)合仿真，結果顯示加入耦舍器后，兩個(gè)天線(xiàn)間的耦合明顯減小。這種設計使得該天線(xiàn)可以很好地應用于LTE通信系統的移動(dòng)終端。

0 引言

LTE項目是3G技術(shù)的演進(jìn)，它改進(jìn)并增強了3G的空中接入技術(shù)，采用OFDM和MIMO作為其無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )演進(jìn)的標準。在20MHz頻譜帶寬下能夠提供下行150Mb/s與上行50Mb/s的峰值速率。

為了滿(mǎn)足LTE在高數據率和高系統容量方面的需求，LTE系統支持多天線(xiàn)MIMO(Multiple Input Multiple Output)技術(shù)，在發(fā)射端和接收端同時(shí)使用多個(gè)天線(xiàn)進(jìn)行接收和發(fā)射，將不可避免地引起多個(gè)天線(xiàn)之間的相互耦合，導致天線(xiàn)之間的相關(guān)性減小，從而降低通信容量，而且也會(huì )降低天線(xiàn)的輻射效率。這種耦合在移動(dòng)終端天線(xiàn)上表現得尤為明顯。通常為了降低天線(xiàn)之間的耦合，要求增大天線(xiàn)之間的距離，而移動(dòng)終端有限的空間又不能滿(mǎn)足此要求，尤其是在700MHz左右的頻段，幾個(gè)天線(xiàn)之間的電氣距離通常只有波長(cháng)的十幾分之一，這就更加劇了耦合程度。

在移動(dòng)終端，通常使用印制板天線(xiàn)，所以本文研究的主要問(wèn)題也是多個(gè)印制板天線(xiàn)之間的耦合問(wèn)題。印制天線(xiàn)之間的耦合通常包括3個(gè)部分：遠場(chǎng)耦合；近場(chǎng)耦合；表面波耦合。當多個(gè)天線(xiàn)之間的極化方向相同時(shí)，就會(huì )存在遠場(chǎng)耦合，天線(xiàn)之間的距離增大一倍，耦合會(huì )減小6dB。當一個(gè)天線(xiàn)處于另一個(gè)天線(xiàn)的近輻射場(chǎng)時(shí)，近場(chǎng)耦合就會(huì )發(fā)生，耦合與介質(zhì)的介電常數有關(guān)，也與天線(xiàn)之間的距離有關(guān)，當天線(xiàn)的距離增大一倍時(shí)，耦合會(huì )減小12～18 dB。表面波耦合發(fā)生在介質(zhì)層，天線(xiàn)之間的距離增大一倍，表面波耦合減小3dB。當介質(zhì)的厚度h與波長(cháng)λ0之間的比值達到一定數值時(shí)，表面波之間的耦合將起主導作用。

為了降低多個(gè)天線(xiàn)之間的耦合，人們想出了各種辦法。其中一種有效的方法就是使用DMN(Decoupling and Matehing Networks)技術(shù)。具體的設計方法與實(shí)例文獻均有論述，但是文中并沒(méi)有給出具體的理論說(shuō)明。文獻提出了一種采用正交模式分析的方法，通過(guò)S參數分析，從理論上給出了一種合理的去耦合方法。本文采用文獻給出的S參數分析方法，對文獻提出的710MHz天線(xiàn)之間的耦合進(jìn)行研究，并通過(guò)計算設計出一種采用集總參數元件構成的耦合器與匹配網(wǎng)絡(luò )去掉兩個(gè)天線(xiàn)之間的耦合。通過(guò)HFSS和ADS聯(lián)合仿真可以看出，S12與S21參數得到了明顯改善。

1 一種710MHz雙天線(xiàn)的設計

710MHz的頻段是LTE使用的一個(gè)重要頻段，然而在移動(dòng)終端上，移動(dòng)設備有限的體積與710MHz較大的波長(cháng)給設計師提出了苛刻的要求。LET 使用的是MIMO技術(shù)，也就是在一個(gè)終端上同時(shí)存在著(zhù)多個(gè)發(fā)射天線(xiàn)，不可避免地引起了天線(xiàn)之間的耦合，降低了通信容量。文獻提出了一種曲線(xiàn)形雙天線(xiàn)，這種緊湊的結構符合了移動(dòng)終端對體積的要求。但是緊湊的結構也引起了天線(xiàn)之間較高的耦合。

天線(xiàn)的結構設計如圖1所示。天線(xiàn)工作在710MHz的頻段，由兩個(gè)曲線(xiàn)單極子天線(xiàn)組成。兩個(gè)天線(xiàn)印制在FR4介質(zhì)板上(介電常數等于4.6，介質(zhì)厚 1mm)。天線(xiàn)走線(xiàn)的寬度是1mm，走線(xiàn)之間的距離也是1mm。兩個(gè)天線(xiàn)之間的距離是6mm，天線(xiàn)端口接1.8mm的微帶線(xiàn)饋電。使用HF-SS 12進(jìn)行仿真，可以得出S參數如圖2所示?？梢?jiàn)S11的性能很好，然而天線(xiàn)之間的耦合S12過(guò)大，難以滿(mǎn)足LTE對天線(xiàn)工作性能的要求。

2 S參數的去耦合分析

為了提高天線(xiàn)的輻射效率，學(xué)者們提出了DMN技術(shù)，即在多個(gè)天線(xiàn)的輸入端先加耦合器以去掉天線(xiàn)之間的耦合，然后加匹配網(wǎng)絡(luò )，如圖3所示。文獻對這種方法進(jìn)行了詳細論述，并闡述了用S參數分析正交模的方法。下面對一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò )的天線(xiàn)進(jìn)行S參數的分析。

雙天線(xiàn)系統是一個(gè)無(wú)源二端口網(wǎng)絡(luò )，用ai表示第i個(gè)端口的入射波，用bi表示第i個(gè)端口的反射波。入射波矢量a=(a1，a2)T，反射波矢量b=(b1，b2)T，其中：T表示矩陣的轉置。則有：

所有的波矢量都是復數，則入射功率和反射功率由下式給出：

式中：|·|表示復數的模，上角標H表示厄米特轉置。那么，輻射功率就可以表示為：

式中：H就是輻射矩陣，并且輻射矩陣是個(gè)厄米特量(HH=H)，而厄米特矩陣是可以通過(guò)一個(gè)相似變換而對角化的。因此有：

式中：A=diag{λ1，λ2}，而Q是幺正的(即QQH=I)。根據厄米特矩陣的性質(zhì)，兩個(gè)正交值λ1和λ2都是實(shí)數，并且小于等于1。將式(5)代入式(4)得：

則Q矩陣的第i列qi就稱(chēng)為天線(xiàn)陣列的正交模式。|ai|2表示第i個(gè)端口的入射功率；|mi|2表示第i個(gè)正交模式的激發(fā)功率。由于Q的幺正性，有|a|2=|m|2，這就保證了入射總功率等于激發(fā)起的正交?？偣β?。而λi則反應了正交模式的輻射效率。

與輻射功率相對的是反射功率。根據(5)式及厄米特矩陣的性質(zhì)，如果Q可以將H化為對角矩陣，則S也可以化為對角矩陣。有：

則反射矢量可以寫(xiě)為：

為了使正交模式的輻射效率最大，文獻和文獻詳細論述了等效耦合參數的方法。對于一個(gè)雙天線(xiàn)系統，等效去耦合網(wǎng)絡(luò )如圖4所示，其中S是天線(xiàn)的反射參數，SD是去耦合網(wǎng)絡(luò )的反射參數，文獻指出加入了去耦合系統的S參數可以表示為：

則等效天線(xiàn)的Ss參數將是對角化的，并且它的等效天線(xiàn)輸入端口將是去耦合的。Q的列向量也就是天線(xiàn)的正交輻射模式。下一節將使用以上理論分析第1部分設計的天線(xiàn)的參數，并將其輸入端的耦合去掉。

3 等效耦合器的設計

對于一個(gè)雙天線(xiàn)系統，應該有兩個(gè)正交模同時(shí)存在，去耦合網(wǎng)絡(luò )是一個(gè)四端口網(wǎng)絡(luò )，正交輻射矩陣可以寫(xiě)為：

所以去耦合網(wǎng)絡(luò )的S參數可以表示為：

這是一個(gè)180°定向耦合器，也稱(chēng)為rat-race網(wǎng)絡(luò )，如圖5所示。物理上可以通過(guò)微帶實(shí)現，如圖6所示。然而對于第1部分提出的710MHz 天線(xiàn)，由于波長(cháng)太長(cháng)，這樣的耦合器在移動(dòng)設備上無(wú)法實(shí)現。為了實(shí)現去耦合，可以用貼片電感和電容做出成等效傳輸線(xiàn)，從而用電感和電容做成一個(gè)耦合網(wǎng)絡(luò )，這就可以顯著(zhù)降低耦合器占用的體積。如圖7所示，一個(gè)等效1/4波長(cháng)傳輸線(xiàn)可以用兩個(gè)電容和一個(gè)電感來(lái)等效代替。電容和電感的計算公式為：

由于第二部分設計的天線(xiàn)傳輸線(xiàn)阻抗是50Ω，所以1/4傳輸線(xiàn)的阻抗是70.7Ω，將710MHz代入，則可以求得 L=15.8nH，C=3.17pF。這樣，就可以設計出180°的混合耦合器如圖8所示。將耦合器的3，4端口通過(guò)通孔連接天線(xiàn)，1，2端口接饋電網(wǎng)絡(luò )，就可構成一個(gè)雙天線(xiàn)的去耦合系統。

4 710MHz的LTE雙天線(xiàn)與去耦合網(wǎng)絡(luò )的聯(lián)合仿真

本文使用ADS對雙天線(xiàn)系統的去耦合網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行仿真。先在A(yíng)DS中設計出耦合器的電路，如圖8所示，然后將第1部分設計的LTE天線(xiàn)使用HFSS仿真出的S參數導出為SNP文件，最后將SNP文件導入到ADS中，進(jìn)行聯(lián)合仿真。SNP文件的兩個(gè)輸入端口接耦合器的3、4端口，耦合器的1，2端口接饋電端。仿真結果如圖9所示?？梢?jiàn)，加入了去耦合網(wǎng)絡(luò )后，S12和S21降到了30dB以下。由于輸入端口存在著(zhù)不匹配，所以S11和S22太大，不能滿(mǎn)足要求，這可以通過(guò)在饋電端口加入匹配網(wǎng)絡(luò )來(lái)改善。通過(guò)ADS的優(yōu)化設置，可知當匹配網(wǎng)絡(luò )先并聯(lián)一個(gè)3.815nH電感，再串聯(lián)一個(gè)14 nH的電感后，S11和S22均可以達到滿(mǎn)意的效果，S12和S21也進(jìn)一步減小到-35dB以下。加入匹配網(wǎng)絡(luò )后的仿真結果如圖10所示，從圖中也可以看出，S11只是在一個(gè)很窄的帶寬內滿(mǎn)足要求，這也是DMN技術(shù)的局限。

5 結語(yǔ)

本文從s參數的角度分析了一個(gè)雙天線(xiàn)系統的去耦合方法，并通過(guò)一個(gè)天線(xiàn)設計實(shí)例，使用HFSS和ADS進(jìn)行去耦合前和去耦合后的仿真。結果顯示加入去耦合網(wǎng)絡(luò )和匹配網(wǎng)絡(luò )后兩個(gè)天線(xiàn)間的耦合可以降低至-35dB以下，反射系數也可達到-15dB以下，這滿(mǎn)足了工作于710MHz的移動(dòng)設備的要求。下一步的研究工作將是如何增加耦合器的帶寬，從而使這種設計能夠靈活工作于一個(gè)更寬的頻帶。