ADC中的輸入采樣結構

　　當今的模擬系統設計人員面臨許多設計挑戰。他們不僅需要選擇合適的集成電路(IC)器件，還必須準確地預測這些元器件在系統內的相互影響。由此看來(lái)，模數(A/D)轉換器的設計是一項艱巨的挑戰，因為必須在系統級考慮各種不同的輸入采樣結構，并做出正確的選擇。本文將探討幾種通用的輸入采樣結構，并討論每種結構對系統其他部分的影響。

輸入采樣基本電路結構

　　隨著(zhù)數字化的普及和技術(shù)的發(fā)展，A/D轉換器的應用無(wú)處不見(jiàn)。在目前使用的眾多CMOS A/D轉換器中，一種常用解決方案是使用開(kāi)關(guān)電容結構實(shí)現輸入采樣。在這種最基本的結構中，輸入部分由一只體積相對較小的電容器和一個(gè)模擬開(kāi)關(guān)組成，如圖1所示。

　　當開(kāi)關(guān)設在位置1時(shí)，進(jìn)入采樣過(guò)程，采樣電容器被充電至采樣節點(diǎn)的電壓(在此例中為VS)。然后,開(kāi)關(guān)被切換至位置2，轉換到放電過(guò)程，此時(shí)采樣電容器上累積的電荷被放電或轉移至采樣電路的其他電路上。充電，然后放電，再充電，再放電，這一過(guò)程周而復始。

　　上述電路結構中，沒(méi)有使用緩沖器，而是直接利用開(kāi)關(guān)電容器輸入，這樣會(huì )引起嚴重的系統級問(wèn)題。因為在采樣過(guò)程中，將采樣電容器充電到采樣點(diǎn)電壓所需的電流必須由連接到A/D轉換器輸入端的外部電路來(lái)提供。當電容器切換到采樣節點(diǎn)(圖1中的開(kāi)關(guān)位置1)時(shí)，需要大電流對電容器進(jìn)行快速充電。實(shí)際上，這一瞬態(tài)電流的大小是采樣電容器容值、電容開(kāi)關(guān)頻率和采樣節點(diǎn)電壓的函數。

該開(kāi)關(guān)電流由下式表示：

iin = CVf

　　其中，C為采樣電容器的電容值，V為采樣節點(diǎn)上的電壓(此例中為VS)，而f為采樣開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)切換頻率。這個(gè)開(kāi)關(guān)電流會(huì )在采樣節點(diǎn)產(chǎn)生較高的電流過(guò)沖峰值(如圖1所示)。

圖1 簡(jiǎn)單的開(kāi)關(guān)電容輸入結構

　　在對A/D轉換器的前端模擬電路進(jìn)行設計時(shí)，必須考慮這一開(kāi)關(guān)電流所帶來(lái)的不良影響。當該電流流經(jīng)任何電阻時(shí)，都會(huì )產(chǎn)生壓降，從而在A(yíng)/D轉換器的采樣節點(diǎn)處產(chǎn)生電壓誤差。如果轉換器的輸入端連接有高阻抗傳感器或高阻抗濾波器，那么誤差將變得很大。

　　為了進(jìn)行詳細的說(shuō)明，引用一個(gè)例子，如圖2所示。該例中假設A/D轉換器的前端加有一個(gè)阻值為10kΩ的電阻，來(lái)隔離傳感器并改善靜電放電(ESD)保護功能。

圖2：帶串聯(lián)電阻的無(wú)緩沖開(kāi)關(guān)電容輸入

　　此例中采樣電容器為10 pF，開(kāi)關(guān)頻率為1 MHz。根據上式，瞬態(tài)電流約為25 µA。當這個(gè)瞬態(tài)電流通過(guò)輸入端串聯(lián)的10 kΩ電阻時(shí)，采樣節點(diǎn)上將會(huì )產(chǎn)生250 mV的電壓誤差。由于采樣點(diǎn)可能在下一個(gè)采樣周期之前達到穩定，因此這是最差情況下的估算值。具體的充電環(huán)路的建立時(shí)間取決于10 kΩ電阻器和采樣電容以及A/D轉換器輸入端的寄生電容所構成的RC時(shí)間常數。寄生電容來(lái)自于A(yíng)/D轉換器的連接導線(xiàn)、電路板走線(xiàn)長(cháng)度以及內部MOS開(kāi)關(guān)電容等。此外，可能需要外部緩沖器電路提供必需的電流，并確保采樣點(diǎn)得到正確設置以保持線(xiàn)性。然而，在更高開(kāi)關(guān)頻率下，放大器輸出阻抗會(huì )增大。因此必須仔細選擇放大器和相關(guān)電路才能解決瞬態(tài)開(kāi)關(guān)電流問(wèn)題。

輸入采樣改進(jìn)電路結構

　　為盡可能減小外部電路所必須提供的大充電電流，以及因為開(kāi)關(guān)高速切換所導致的瞬態(tài)電流過(guò)沖對系統帶來(lái)的不利影響，對圖1所示的基本電路結構進(jìn)行了改進(jìn)，具體改進(jìn)電路如圖3所示。通過(guò)比較可以發(fā)現，改進(jìn)后的電路在采樣電容之前加入了一個(gè)內部緩沖器。

圖3：帶緩沖的開(kāi)關(guān)電容輸入

　　加入內部緩沖器后，模擬開(kāi)關(guān)可組合成三種不同的狀態(tài)。在位置1處，采樣電容器被快速充電至采樣節點(diǎn)電壓(VS)加上或減去(具體視偏差電壓的極性而定)緩沖器電壓偏差(VOS)。在此階段，電容器充電所需的瞬態(tài)電流不再由外部電路提供，而是由內部緩沖器電路提供。對內部緩沖器進(jìn)行優(yōu)化設計，可使其在所要求的開(kāi)關(guān)頻率下提供低輸出阻抗，以便在指定的充電時(shí)間內給電容正確地充電。然后，重新設置開(kāi)關(guān)，使其連接到圖3中的位置2處。此階段采樣電容器直接連接到A/D轉換器的采樣節點(diǎn)。接著(zhù)，采樣電容器被充電或放電，以便電容器電壓與采樣節點(diǎn)電壓相等。這時(shí)可能仍然存在少量開(kāi)關(guān)電流，但所需的外部電路電流較小，因為電容器電壓已經(jīng)被充電至內部緩沖器的偏置電壓范圍內。這種方案的關(guān)鍵是，必須精確計算開(kāi)關(guān)被設置到位置1處的預充電時(shí)間，以避免該充電時(shí)間過(guò)長(cháng)，從而造成過(guò)充電進(jìn)而對輸入端的外電路反向放電。

　　最后，模擬開(kāi)關(guān)切換到位置3，將采樣后的電壓傳送至采樣電路的其余部分。這一階段與圖1所示的基本結構完全一樣。

　　通過(guò)比較發(fā)現，帶緩沖電路的開(kāi)關(guān)電容輸入結構的優(yōu)點(diǎn)是能夠大幅減少對A/D轉換器外部電路所需提供的瞬態(tài)電流。前面的例子中采樣電容器為10 pF，開(kāi)關(guān)頻率為1 MHz。假設內部緩沖器電壓偏置為10 mV，通過(guò)合理控制預充電的時(shí)間后，最終在與外電路相關(guān)的充電階段所產(chǎn)生的瞬態(tài)電流僅100 nA，比不帶緩沖的采樣輸入瞬態(tài)電流小250倍。

輸入緩沖器的進(jìn)一步優(yōu)化

　　有些情況下，可將一個(gè)固定或可編程增益放大器集成到A/D轉換器前端的器件中。集成的放大器不僅有助于減小必須由外部電路提供的開(kāi)關(guān)電流，而且還能對模擬信號進(jìn)行放大。此外，還可采用一個(gè)斬波穩定放大器來(lái)減小1/f噪聲，即所謂的“閃爍噪聲”。這種低頻噪聲是生產(chǎn)工藝固有的MOS晶體管通道表面狀態(tài)引起的。斬波可以消除1/f噪聲，并減小外部電流要求。然而，由于MOS開(kāi)關(guān)的不匹配，電路中仍將存在少量輸入瞬態(tài)電流。

　　無(wú)論是何種采樣結構，A/D轉換器都必須采取ESD保護。對于CMOS方案來(lái)說(shuō)，一般采用鉗位二極管提供ESD保護，如圖4所示。鉗位二極管可有效限制加在轉換器內部晶體管上的電壓。如果輸入電壓與電源軌的差值超過(guò)二極管壓降(通常為0.7V)，則二極管將導通，從而起到限制電壓的作用。但鉗位二極管同樣會(huì )出現電流泄漏，在設計模擬輸入電路時(shí)必須考慮這個(gè)問(wèn)題。盡管這一泄漏電流通常較小，也許只有幾皮安，但該電流會(huì )隨著(zhù)溫度升高而大幅增加。

圖4：CMOS ESD保護

結論

　　隨著(zhù)A/D轉換器的不斷發(fā)展，系統設計人員充分理解所采用的輸入結構以及這種結構對外部電路的影響變得越來(lái)越重要。本文討論了一個(gè)簡(jiǎn)單的開(kāi)關(guān)電容輸入結構。開(kāi)關(guān)電流要求會(huì )對系統的整體性能產(chǎn)生巨大影響，因此必須合理設計外部電路。集成的緩沖器或放大器可大幅減小開(kāi)關(guān)電流，簡(jiǎn)化A/D轉換器外部電路設計。ESD保護電路也會(huì )影響外部電流要求，并且其影響隨溫度會(huì )有很大的變化。

作者：高級產(chǎn)品市場(chǎng)營(yíng)銷(xiāo)工程師Kevin Tretter

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