π/4-DQPSK調制快速位定時(shí)捕獲算法的DSP實(shí)現
加入技術(shù)交流群
摘要：闡述利用一種新的π/4-DQPSK調制快速位定時(shí)捕獲算法進(jìn)行低速率數字移動(dòng)突發(fā)通信，并利用TMSC54xDSP芯片實(shí)現該算法的關(guān)鍵技術(shù)。實(shí)驗表明，較之常規算法，該算法能夠更加有效地克服多普勒頻并快速實(shí)現位定時(shí)捕獲。
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/242248.htm關(guān)鍵詞：π/4-DQPSK調制 位定時(shí) 數字信號處理器
π/4-DQPSK（π/4 Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shift Keying）是在1862年由貝爾實(shí)驗室P.A.Baker首先提出垢。
作為一種線(xiàn)性窄帶數字調制技術(shù)，同GMSK和TFM等恒包絡(luò )調制技術(shù)相比，π/4-DQPSK調制技術(shù)具有更高的頻譜利用率和抗衰落、抗多徑效應和遮蔽效應等優(yōu)點(diǎn)。在近年來(lái)陸地移動(dòng)通信與數字衛星移動(dòng)通信、DAB等系統中受到廣泛的重視與研究。美國Qualcomm公司推出的第一個(gè)衫CDMA系統（Q-CDMA系統）就將其作為調制方式。
但是，在移動(dòng)通信中，由于電臺載體的快速運動(dòng)，接受信號中存在較大的多普勒頻移，這給接收檢測時(shí)位同步帶來(lái)了一定困難。因此如何準確、快速進(jìn)行信號能量檢測、多普勒頻稱(chēng)校正和位定時(shí)信號的捕獲與跟蹤成為正確檢測信號的關(guān)鍵所在。
近年來(lái)對如何克服多普勒頻移、
位定時(shí)的捕獲和跟蹤提出了很多算法。文獻[3]提出的MPSK差分檢測算法較具代表性：先利用突發(fā)幀報頭的CR（Carrier Recovery）信號獲取載波誤差，然后再從報頭BTR（Bit Timing Recovery）信號來(lái)獲取位定時(shí)信息[3]。但是MPSK算法并未很好地解決多普勒頻移的初始捕獲問(wèn)題，而且不適合π/4-DQPSK調制方式。文獻[4]中的位定時(shí)算法跟蹤特性好，并且較易實(shí)現，然而在頻差存在的情況下，校正后容易存在殘余頻差，受其影響較大。為此本文選用文獻[6]提出的算法，該算法在跟蹤過(guò)程中與頻差無(wú)關(guān)，并可以在較短周期內實(shí)現多普勒頻移和位定時(shí)的聯(lián)合捕獲。
隨著(zhù)數字信號處理技術(shù)的發(fā)展，DSP對數字信號的處理運算精度和速度也越來(lái)越高，特別適用于通信等實(shí)時(shí)運算要求較高的領(lǐng)域，本文采用TI公司出品的TMS320C542數字信號算是器實(shí)現快速位定時(shí)捕獲算法。TMS320C542是美國TI公司生產(chǎn)的TMS320系列第五代數字信號處理芯片，運算速度達100MIPS，采用六級流水線(xiàn)形式，并具有大批適合數字信號處理運算的指令，性能價(jià)格比高，目前國內已廣泛應用。本文在TMS320C542芯片上實(shí)現了π/4-DQPSK調制信號的快速位同步算法，實(shí)驗結果表明，利用DSP芯片實(shí)現的該算法能夠有效地實(shí)現多普勒頻移和位定時(shí)信號的快速捕獲，個(gè)有廣泛的應用價(jià)值。
1 π/4-DQPSK調制的基本原理
π/4-DQPSK調制原理框圖和信號星座圖分別如圖1和圖2所示?？梢钥闯觯?/font>π/4-DQPSK的最大相移為3π/4;帶限的π/4-DQPSK的包絡(luò )波動(dòng)較??；非線(xiàn)性信道頻譜擴散不嚴重；當有多徑衰落存在時(shí)，它的工作敏感性小，有利于信號傳輸[4]。
假設載波初相位為0，輸出序列為：
考慮多普勒頻移情況，令多普勒頻移為Δω；包絡(luò )信號為A（t）=
;則依據原理框圖可得受多普勒效應影響的已調基帶信號實(shí)部與虛部分別為：
Sri(t)=A(t)cos[Δωt+θ(t)-φ]
Srq(t)=A(t)sin[Δωt+θ(t)-φ]
其中φ為收發(fā)固定相差；改寫(xiě)成復數形式表示為：
2 快速位定時(shí)捕獲算法
根據文獻[6]，首先定義x(t)=sr(t)s^r(t-2Ts),其中s^r(t)為sr(t)復共軛。則有：
θ（t）-θ(t-2Ts)=-π/2
因此：xi(t)=A2(t)sin(2ΔωTs)
xq(t)=A2(t)cos(2ΔωTs)
xi(t),xq(t)分別為x(t)的實(shí)部和虛部。
討論接受機勻速直線(xiàn)運動(dòng)情況，此時(shí)Δω在BTR期間保持不變，當t=t0+kT時(shí)，定義：
BTR期間，Acqi(k)、Acqq(k)、Amp(k)都將迅速增加，而其他噪聲對應均值為零，另門(mén)限值為Ath，因此判斷突發(fā)幀到達的準則為：
max{Amp(k)|k=0,1,…，m-1}≥Ath
令Amp(k0)=max{Amp(k)|k=0,1,…,m-1};A0=A2(to+k0T+nTs)，n=0,1,…，N-1；則多普勒頻移可由下式計算：
ΔωTs=(1/2)tan-1{acqi(k0)/acqq(k0)}
其中：acqi(k0)=NA0sin(2ΔωTs);acqq(k0)=NA0cos(2ΔωTs)
接受機勻加速直線(xiàn)運動(dòng)時(shí)，即Δω在BTR期間變化時(shí)，令Δω=Δω0+β，其中Δω0為起始頻差，β為角速度，同樣可計算：
cos(2Δω0Ts)sin[4βTs(t-Ts)]
xi(t)=A2(t)cos(2Δω0Ts)cos[4βTs(t-Ts)]+A2(t)
sin(2Δω0Ts)sin[4Ts(t-Ts)]
假設當t=0時(shí)報頭出現，又：|4βT2s(N-1)|≤0.01時(shí)，sin[4βTs(t-Ts)]≈0，0≤t≤Ntscos[4βTs(t-Ts)];令max{sin[βTs(t-Ts)]}=sin[4βTs2s(N-1)]則有：
cos{4βTs(t0+kT-Ts)}≈cos{4βTs(t0+kT)}≈…≈
cos{4βTs[t0+kT+(N-2)Ts]}
令λ=cos{4βTs(t0+kT-Ts)},多普勒頻移可由下式計算：
Δω0Ts=(1/2)tan-1{acq,(k0)/acqq(k0)}
其中：acqi(k0)=NλA0sin(2ΔωTs);acqq(k0)=NλA0cos（2ΔωTs）
由于假設|4βT2s(N-1)|≤0.01，
根據多普勒頻移與接受機運動(dòng)速度v關(guān)系式fD=(fc/c)v（fc為載波頻率；c為光速），對時(shí)間t求導可推出：v'=(β/2π)（c/fc）。對于普通接收機的運加加速度，完全滿(mǎn)足假設條件。
由上面推導可以得出結論：在接收機勻直運動(dòng)與加速運行中，依照該算法，信號能量的檢測、多普勒頻移、位定時(shí)信號可以實(shí)現聯(lián)合捕獲。該算法在DSP上的實(shí)現表明，捕獲周期較短，可以快速進(jìn)行位定時(shí)。
3 系統的DSP實(shí)現
3.1 硬件設計
整個(gè)捕獲系統的算法部分用TI公司的TMS320C542 DSP芯片實(shí)現。TMS320 C542的運算速度為100MIPS，采用先進(jìn)的修正哈佛結構，指令為6級深度流水線(xiàn)作業(yè)。在同一機器周期可有1～6條不同指令并行工作。此外還含有兩個(gè)帶緩沖的串口，6個(gè)DMA控制器，2個(gè)16位可編程定時(shí)器，8位行主機接口HPI。外部總線(xiàn)具有關(guān)斷控制，以斷開(kāi)外部的數據總線(xiàn)、地址總線(xiàn)和控制信號。片內資源包括2K的ROM和10K的DRA。C542的指令功能強大，可以完成存儲塊搬移、并行存儲、并行裝入和快速中斷返回等諸多功能[1][2][5]。
硬件系統框圖如圖3所示。來(lái)自前端的信號經(jīng)高速A/D變換和串口1送至TMS320C542 DSP芯片，在DMA控制器作用下送到采樣數據緩沖器。時(shí)鐘用于突發(fā)幀接收的定時(shí)控制。C542 DSP除了完成位定時(shí)捕獲算法以外，還要完成捕捉之前的系統初始化；通過(guò)輔助控制電路選擇抽樣時(shí)鐘和選擇算法相關(guān)參數。BUS總線(xiàn)主要完成PC與DSP接口、數據I/O、提供時(shí)鐘等功能。輸出緩沖是碼流的暫時(shí)存儲區。接口電路分為兩部分：一部分控制編碼輸出緩沖，另一部分是通過(guò)串口0與C542 DSP連接的接口。接口使用RS232接口芯片，
完成DSP串口與C542串口的連接，完成地直譯碼及與C542 DSP交換控制命令等功能。
3.2 軟件設計
軟件設計是快速位定時(shí)捕獲算法的核心。完成信號能量的檢測、多普勒頻移、位定時(shí)信號捕獲，絕大部分依靠DSP實(shí)時(shí)處理運算的結構。軟件流程圖如圖4所示。
程序執行采用中斷方式。DSP及時(shí)響應來(lái)自總線(xiàn)的中斷和控制命令，實(shí)時(shí)調用相應的算法模塊更改參數、計算，并由串口將得出的捕獲結果輸出。
輸入數據由MATLAB通信仿真產(chǎn)生的含多普勒頻移和高斯白噪聲信號，假設已經(jīng)過(guò)串/并轉換，并將信息碼流定為4.8kbps；符號速率2.4ksymbols/s，抽樣頻率9.6samples/s，由總線(xiàn)送出，運算時(shí)采取先累加再乘方的方法，窗口寬N取16，同BTR碼的長(cháng)度L相同。
將內部數據存儲單元化為I、Q兩個(gè)區，對兩個(gè)區同時(shí)進(jìn)行讀寫(xiě)操作?？偩€(xiàn)送出的系統參數放至第三區，在初始化時(shí)調用。將串口數據分別送入I、Q存儲區，指針初始化后，DSP的運算步驟為：
（1）指針指向第一個(gè)值xi(0)，xq(0)起始指針i=0；
（2）累加：Acqi=xi(0)+xi(1)+xi(2)+…+xi(N-1);
Acqq=xq(0)+xq(2)+…+xq(N-1);
（3）計算Amp(k),與門(mén)限值Ath比較：大于則轉向計算Δω，否則計算t=t0+(k+1)Ts時(shí)刻情形。
計算Δω的tan-1的近似公式如下：
Δω=1/2Ts{[acqi(k0)/acqq(k0)]-1/3[acqi(k0)]3+1/5[acqi(k0)/acqq(k0)]5+0(x7)}
對于多組數據進(jìn)行運算，結果表明隨著(zhù)信噪比的不同，
位定時(shí)捕獲能力不同。但在較寬的范圍內，移動(dòng)臺的加速度不超過(guò)5m/s2時(shí)，多普勒頻移小于或等于0.25Rs(符號速率)時(shí)，在16～24個(gè)符號內都能夠實(shí)現多普勒頻移的快速捕獲，將捕獲結果保存。在同一參數的解調系統中送至送至位定時(shí)跟蹤和匹配濾波器，能夠成功實(shí)現π/4-DQPSK的解調仿真。
4 實(shí)驗結果和結論
采用信道加噪聲方法進(jìn)行仿真，白噪聲依據MATLAB信號處理工具產(chǎn)生，仿真參數如前所述，可得到仿真結果如圖5所示。選取大多普勒頻移500Hz，可以看出實(shí)際隨著(zhù)碼流的加長(cháng)，頻移誤差越來(lái)越小，達到捕捉效果。
本文討論了一種可應用在陸地或衛星移動(dòng)通信中的快速位定時(shí)捕獲算法的DSP實(shí)現技術(shù)，并進(jìn)行了詳盡理論、設計闡述。實(shí)驗表明，這種算法的效率較高，能夠在較短的周期內實(shí)現多普勒頻移的計算、位定時(shí)的捕獲。與傳統的位定時(shí)捕獲算法相比：捕獲周期短，有利于縮短報頭，利用DSP實(shí)時(shí)處理穩定性更高、抗干擾能力強、系統升組方便、更利于π/4-DQPSK調制技術(shù)在移動(dòng)通信、衛星通信等帶限信道中的潛力。然而，由于時(shí)間關(guān)系，沒(méi)有研究利用DSP實(shí)現匹配濾波器、位定時(shí)信號的跟蹤算法等技術(shù)。但是相位位定時(shí)捕獲算法的DSP實(shí)現對其他π/4-DQPSK調制技術(shù)的整體DSP實(shí)現都提供了一定的參考價(jià)值，仿照該技術(shù)，也可對其進(jìn)行有益的研究。
評論