基于DSP的PWM型開(kāi)關(guān)電源的設計
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1 PWM型開(kāi)關(guān)電源原理
PWM型開(kāi)關(guān)電源的結構框圖如圖1所示.
市電信號經(jīng)過(guò)輸入濾波和整流濾波后實(shí)現AC/DC轉換,將電網(wǎng)交流電直接整流為較平滑的直流電,以供下一級變換;再經(jīng)過(guò)逆變器后實(shí)現DC/AC轉換,將整流后的直流電變?yōu)榻涣麟?這是PWM型開(kāi)關(guān)電源實(shí)現PWM控制的核心部分,其頻率越高,體積、重量與輸出功率之比越小.最后在通過(guò)輸出整流與濾波,根據負載需要,提供穩定可靠的直流電源.
2 PWM控制原理
開(kāi)關(guān)電源控制原理圖如圖2所示.圖中,開(kāi)關(guān)K以一定的時(shí)間間隔重復地接通和斷開(kāi),在開(kāi)關(guān)K接通時(shí),輸入電源E可通過(guò)開(kāi)關(guān)K和濾波電路提供給負載RL為負載提供能量;為使負載能得到連續的能量,開(kāi)關(guān)穩壓電源必須要有一套儲能裝置,在開(kāi)關(guān)接通時(shí)將一部分能力儲存起來(lái),在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí),向負載釋放[4].圖2中,由電感L、電容C2用以?xún)Υ婺芰?在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí),儲存在電感L和C2中的能量通過(guò)二極管D釋放給負載,使負載得到連續而穩定的能量.因二極管D使負載電流連續不斷,所以稱(chēng)為續流二極管.AB間的電壓平均值EAB可表示為:
EAB=TON|T×E (1)
間和工作周期的比例改變,AB間電壓的平均值也隨之改變,因此,隨著(zhù)負載及輸入電源電壓的變化自動(dòng)調整TON和T的比例,便能使輸出電壓V0維持不變.改變接通時(shí)間TON和工作周期比例亦即改變脈沖的占空比,這種方法為“時(shí)間比率控制”(Time Ratio Control,縮寫(xiě)為T(mén)RC)[1].這里按照TRC原理選擇了開(kāi)關(guān)周期T恒定,通過(guò)改變脈沖寬度TON來(lái)改變占空比,這種方式稱(chēng)為脈寬調制方式(PWM),用來(lái)實(shí)現對電壓幅值頻率的控制.
3 DSP芯片TMS320LF2407簡(jiǎn)介
TMS320系列DSP的體系結構是專(zhuān)為實(shí)時(shí)信號處理而設計的,該系列DSP集實(shí)時(shí)處理能力和控制外設功能于一身,為實(shí)現控制系統提供了理想的解決方案.
TMS320LF2407在TMS320 系列的基礎上有以下特點(diǎn)[2]:
(a) 高性能10位模/數轉換器(ADC)的轉換時(shí)間為500ns,提供多達16路的模擬輸入.
(b) 基于TMS320C2xx第洌的CPU核保證了其與TMS320系列DSP的代碼兼容.
(c) 具有兩個(gè)事件管理器模塊EVA和EVB,每個(gè)均可提供兩個(gè)16位通用定時(shí)器和八個(gè)16位的PWM通道.
(d) 高達24K的FLASH程序存儲器.
(e) 可擴展外部存儲器.
(f) 五個(gè)外部中斷(兩個(gè)驅動(dòng)保護、復位和兩上可屏蔽中斷).
4 利用TMS320LF2407實(shí)現SPWM
4.1 SPWM控制的基本原理
所謂SPWM即PWM中脈沖寬度按正弦規律變化.由采樣理論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節上,其效果基本相同可知,為了在輸出端得到正弦波,就需要輸出一系列幅值相等而寬度不等的矩形波.采用三角載波的規則采樣法,就可以得到寬度按正弦規律變化的矩形波.如圖3所示,每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應的三角波的中點(diǎn)對稱(chēng),在三角載波的負峰時(shí)刻TD對正弦波采樣得到D點(diǎn),過(guò)D點(diǎn)作一水平直線(xiàn)和三角波分別交于A(yíng)點(diǎn)和B點(diǎn),在A(yíng)點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制功率器件的通斷.可見(jiàn)AB長(cháng)度即為脈沖寬度,由圖可得如下關(guān)系式:
AB=Tc(1+sinωctD)/2 (2)
根據這一關(guān)系式可知,如果一個(gè)周期內有N個(gè)矩形波,則第I個(gè)矩形波的占空比為:
D1=0.5+0.5sin(I×2Л/N) (3)
4.2 利用TMS320LF2407實(shí)現SPWM控制
TMS320LF2407中EVB的定時(shí)器3個(gè)有三個(gè)與之相關(guān)的比較單元:比較單元4、5、6,每個(gè)比較單元都有一個(gè)相應的比較寄存器:CMPR4、CMPR5和CMPR6.每個(gè)比較單元都可單獨設置成比較模式和PWM模式,設置為PWM模式時(shí),每個(gè)比較單元有兩個(gè)極性相反的PWM輸出.因此利用TMS320LF2407可實(shí)現對三相橋式逆變電路的SPWM控制.在周期寄存器T3PR的值一定的情況下,通過(guò)改變比較寄存器的值就可以改變輸出矩形脈沖的寬度[3].
根據式(3)所得的占空比表達式,再利用通用定時(shí)器比較單元的PWM特性,就可以很容易地實(shí)現SPWM.首先介紹一下產(chǎn)生PWM的寄存器設置,其步驟如下:
(1) 裝載比較方式控制寄存器ACTRB.
(2) 如果使能死區,則設置和裝載死區時(shí)間控制寄存器DBTCONB(如使能則可避免上下橋臂同時(shí)輸出觸發(fā)脈沖.)
(3) 設備和裝載定時(shí)器3周期寄存器,即規定PWM波形周期.
(4) 初始化EVB的比較寄存器CMPR4、CMPR5、CMPR6.
(5) 設置和裝載定時(shí)器3的控制寄存器T3CON.
(6) 更新比較寄存器的值,使輸出的PWM波形占空比發(fā)生變化.
具體的程序設計方法如下:
(1) 系統初始化后根據載波頻率和信號頻率計算出每個(gè)周期需要輸出的矩形波個(gè)數,從而確定定時(shí)器的周期,以設置頻率參數及脈沖個(gè)數.
(2) 根據式(3)計算出每個(gè)矩形脈沖的占空比,用占空比乘以周期寄存器的值,從而計算出比較寄存器的值.該過(guò)程作為計算子程序,并使脈沖指針個(gè)數I加1.
(3) 在周期中斷子程序中將計算所得出的比較寄存器的值送到比較寄存器,當達到一次載波周期時(shí)置相應的標志位.
(4) 主程序根據標志位來(lái)判斷是否已完成一個(gè)周期的操作.如果標志位TC上已置1,則清標志位,調計算占空比子程序,然后進(jìn)入等待狀態(tài);如果標志位上未置1,則直接進(jìn)入等待狀態(tài).其主程序流程圖如圖4所示.
雖然利用單片機也能實(shí)現SPWM,但運用DSP強大的數據處理能力及其速度優(yōu)熱可以提高電源控制系統的精度和實(shí)時(shí)性,滿(mǎn)足逆變電源更高的要求,為電源控制系統的全數字化提供必要的軟硬件基礎.其與單機的性能比較見(jiàn)表1.
表1 DSP與單片機的性能比較
| 總線(xiàn)結構 | 數據處理能力 | 指令執行時(shí)間 | 乘加運算(μs) | PWM(μs) | 正余弦查表(μs) | 速度測量(μs) | 電流控制(μs) | |
| 單片機 | 共用總線(xiàn) | 差 | 多周期 | 2 | 2 | 17.2 | 49.6 | 40 |
| DSP | 并行總線(xiàn) | 很強 | 單周期多功能指令 | 0.050 | 0.050 | 1.9 | 5.7 | 4.3 |
5 仿真結果
在軟件設計的基礎上結合硬件,得到了在eclectonics workbench環(huán)境下經(jīng)正弦調調制而未整流濾波的仿真結果,如圖5、6、7所示.
由圖5、圖6比較可以看到,輸出電壓頻率為40Hz,負載分別在10Ωt和10kΩ時(shí)輸出的波形為很好的正弦波,頻率符合要求,可見(jiàn)負載的變化對輸出結構影響不大;由圖5圖7可以看到,當負載為10Ω時(shí),輸出電壓頻率分別在40Hz和400Hz時(shí)的輸出波形變化不大,可見(jiàn)頻率變化對輸出波形影響也不大.
由仿真結果可以看到基于DSP芯片的PWM型開(kāi)關(guān)電源系統具有穩定快、失真小、負載對系統影響小等特點(diǎn),而且頻率可在軟件部分調整,這為其應用于對精度要求高的尖端電子設備提供了保障.
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