評判光伏逆變器拓撲結構及功率器件標準

對于傳統電力電子裝置的設計，我們通常是通過(guò)每千瓦多少錢(qián)來(lái)衡量其性?xún)r(jià)比的。但是對于光伏逆變器的設計而言，對最大功率的追求僅僅是處于第二位的，歐洲效率的最大化才是最重要的。因為對于光伏逆變器而言，不僅最大輸出功率的增加可以轉化為經(jīng)濟效益，歐洲效率的提高同樣可以，而且更加明顯。歐洲效率的定義不同于我們通常所說(shuō)的平均效率或者最高效率。它充分考慮了太陽(yáng)光強度的變化，更加準確地描述了光伏逆變器的性能。歐洲效率是由不同負載情況下的效率按照不同比重累加得到的，其中半載的效率占其最大組成部分（圖1）。

圖 1: 歐洲效率計算比重

因此為了提高光伏逆變器的歐洲效率，僅僅降低額定負載時(shí)的損耗是不夠的，必須同時(shí)提高不同負載情況下的效率。歐效的改善所帶來(lái)的經(jīng)濟效益也很容易通過(guò)計算得到。例如以一個(gè)額定功率 3kw 的光伏逆變器為例，根據現在市場(chǎng)上的成本估算，光伏發(fā)電每千瓦安裝成本大約需要 4000 歐元[2]，那也就意味著(zhù)光伏逆變器每提高歐效 1%就可以節省 120 歐元。提高光伏逆變器的歐洲效率帶來(lái)的經(jīng)濟效益是顯而易見(jiàn)的，“不惜成本”追求更高的歐效也成為現在光伏逆變器發(fā)展的趨勢。

功率器件的選型

在通用逆變器的設計中，綜合考慮性?xún)r(jià)比因素，IGBT 是最多被使用的器件。因為 IGBT 導通壓降的非線(xiàn)性特性使得 IGBT 的導通壓降并不會(huì )隨著(zhù)電流的增加而顯著(zhù)增加。從而保證了逆變器在最大負載情況下，仍然可以保持較低的損耗和較高的效率。但是對于光伏逆變器而言，IGBT 的這個(gè)特性反而成為了缺點(diǎn)。因為歐洲效率主要和逆變器不同輕載情況下效率的有關(guān)。在輕載時(shí)，IGBT 的導通壓降并不會(huì )顯著(zhù)下降，這反而降低了逆變器的歐洲效率。相反，MOSFET 的導通壓降是線(xiàn)性的，在輕載情況下具有更低的導通壓降，而且考慮到它非常卓越的動(dòng)態(tài)特性和高頻工作能力，MOSFET 成為了光伏逆變器的首選。另外考慮到提高歐效后的巨大經(jīng)濟回報，最新的比較昂貴的器件，如 SiC 二極管，也正在越來(lái)越多的被應用在光伏逆變器的設計中，SiC 肖特基二極管可以顯著(zhù)降低開(kāi)關(guān)管的導通損耗，降低電磁干擾。

光伏逆變器的設計目標

對于無(wú)變壓器式光伏逆變器，它的主要設計目標為：

·對太陽(yáng)能電池輸入電壓進(jìn)行最大功率點(diǎn)跟蹤，從而得到最大的輸入功率
·追求光伏逆變器最大歐效
·低的電磁干擾

為了得到最大輸入功率，電路必須具備根據不同太陽(yáng)光條件自動(dòng)調節輸入電壓的功能，最大功率點(diǎn)一般在開(kāi)環(huán)電壓的 70%左右，當然這和具體使用的光伏電池的特性也有關(guān)。典型的電路是通過(guò)一個(gè) boost 電路來(lái)實(shí)現。然后再通過(guò)逆變器把直流電逆變?yōu)榭刹⒕W(wǎng)的正弦交流電。

單相無(wú)變壓器式光伏逆變器拓撲介紹

拓撲結構的選擇和光伏逆變器額定輸出功率有關(guān)。對于 4kw 以下的光伏逆變器，通常選用直流母線(xiàn)不超過(guò) 500V，單相輸出的拓撲結構。

圖 2: 單相無(wú)變壓器式光伏逆變器功能圖

這個(gè)功能（圖 2）可以通過(guò)以下的原理圖實(shí)現（圖 3）。

圖 3: 單相無(wú)變壓器式光伏逆變器原理圖

Boost 電路通過(guò)對輸入電壓的調整實(shí)現最大功率點(diǎn)跟蹤。H 橋逆變器把直流電逆變?yōu)檎医涣麟娮⑷腚娋W(wǎng)。上半橋的 IGBT 作為極性控制器，工作在 50HZ，從而降低總損耗和逆變器的輸出電磁干擾。下半橋的 IGBT 或者 MOSFET 進(jìn)行PWM 高頻切換，為了盡量減小 Boost 電感和輸出濾波器的大小，切換頻率要求盡量高一些，如 16KHz。我們推薦使用功率模塊來(lái)設計光伏逆變器，因為把圖 3 拓撲結構上的所有器件集成到一個(gè)模塊里面可以提供以下優(yōu)點(diǎn)：

安裝簡(jiǎn)單，可靠
研發(fā)設計周期短，可以更快地把產(chǎn)品推向市場(chǎng)
更好的電氣性能

而對于模塊的設計，我們必須保證：

1. 直流母線(xiàn)環(huán)路低電感設計

為了實(shí)現這個(gè)目標，我們必須同時(shí)降低模塊內部和外部的寄生電感。為了降低模塊內部的寄生電感，必須優(yōu)化模塊內部的綁定線(xiàn)，管腳布置以及內部走線(xiàn)。為了降低模塊外部寄生電感，我們必須保證在滿(mǎn)足安全間距的前提下，Boost 電路和逆變橋電路的直流母線(xiàn)正負兩端盡量靠近。

2. 給快速開(kāi)關(guān)管配置專(zhuān)有的驅動(dòng)管腳

開(kāi)關(guān)管在開(kāi)關(guān)過(guò)程中，綁定線(xiàn)的寄生電感會(huì )造成驅動(dòng)電壓的降低。從而導致開(kāi)關(guān)損耗的增加，甚至開(kāi)關(guān)波形的震蕩。在模塊內部，通過(guò)給每個(gè)開(kāi)關(guān)管配置專(zhuān)有的驅動(dòng)管腳（直接從芯片上引出），這樣就可以保證在驅動(dòng)環(huán)路中不會(huì )有大電流流過(guò)，從而保證驅動(dòng)回路的穩定可靠。這種解決方案目前只有功率模塊可以實(shí)現，單管 IGBT 還做不到。

圖 4 顯示了 Vincotech 公司最新推出的光伏逆變器專(zhuān)用模塊 flowSOL-BI（P896-E01），它集成了上面所說(shuō)的優(yōu)點(diǎn)：

圖 4: flowSOL-BI – boost 電路和全橋逆變電路

技術(shù)參數：
Boost 電路由 MOSFET(600V/45mΩ)和 SiC 二極管組成
旁路二極管主要是當輸入超過(guò)額定負載時(shí)，旁路 Boost 電路，從而改善逆變器整體效率
H 橋電路上半橋由 75A/600V IGBT 和 SiC 二極管組成，下半橋由MOSFET(600V/45mΩ)組成
集成了溫度檢測電阻

單相無(wú)變壓器光伏逆變器專(zhuān)用模塊 flowSOL0-BI 的效率計算

這里我們主要考慮功率半導體的損耗，其他的無(wú)源器件，如 Boost 電感，輸出濾波電感的損耗不計算在內。

基于這個(gè)電路的相關(guān)參數，仿真結果如下：

條件：

Pin=2kW
fPWM = 16kHz
VPV-nominal = 300V
VDC = 400V

圖 5: boost 電路效率仿真結果 EE=99.6%

圖 6: flowSOL-BI 逆變電路效率仿真結果 - EE=99.2%
標準 IGBT 全橋 – EE=97.2% (虛線(xiàn))

根據仿真結果我們可以看到，模塊的效率幾乎不隨負載的降低而下降。模塊總的歐洲效率(Boost+Inverter)可以達到 98.8%。即使加上無(wú)源器件的損耗，總的光伏逆變器的效率仍然可以達到 98%。圖 6 虛線(xiàn)顯示了使用常規功率器件，逆變器的效率變化?？梢悦黠@看到，在低負載時(shí)，逆變器效率下降很快。

三相無(wú)變壓器光伏逆變器拓撲結構介紹

大功率光伏逆變器需要使用更多的光伏電池組和三相逆變輸出（圖 7），最大直流母線(xiàn)電壓會(huì )達到 1000V。

圖 7: 三相無(wú)變壓器式光伏逆變器功能圖

這里標準的應用是使用三相全橋電路?？紤]到直流母線(xiàn)電壓會(huì )達到 1000V，那開(kāi)關(guān)器件就必須使用 1200V 的。而我們知道，1200V 功率器件的開(kāi)關(guān)速度會(huì )比 600V 器件慢很多，這就會(huì )增加損耗，影響效率。對于這種應用，一個(gè)比較好的替代方案是使用中心點(diǎn)鉗位(NPC=neutral point clamped)的拓撲結構（圖 8）。這樣就可以使用 600V 的器件取代 1200V 的器件。

圖 8: 三相無(wú)變壓器 NPC 光伏逆變器原理圖

為了盡量降低回路中的寄生電感，最好是把對稱(chēng)的雙 Boost 電路和 NPC 逆變橋各自集成在一個(gè)模塊里。

雙 Boost 模塊技術(shù)參數（圖 9）：

雙 Boost 電路都是由 MOSFET(600V/45 mΩ)和 SiC 二極管組成
旁路二極管主要是當輸入超過(guò)額定負載時(shí)，旁路 Boost 電路，從而改善逆變器整體效率
模塊內部集成溫度檢測電阻

NPC 逆變橋模塊的技術(shù)參數（圖 10）：

中間換向環(huán)節由 75A/600V 的 IGBT 和快恢復二極管組成
上下高頻切換環(huán)節由 MOSFET(600V/45 mΩ)組成
中心點(diǎn)鉗位二極管由 SiC 二極管組成
模塊內部集成溫度檢測電阻

圖 10: flowSOL-NPI – NPC 逆變橋

對于這種拓撲結構，關(guān)于模塊的設計要求基本類(lèi)似于前文提到的單相逆變模塊，唯一需要額外注意的是，無(wú)論是雙 Boost 電路還是 NPC 逆變橋，都必須保證DC+,DC-和中心點(diǎn)之間的低電感設計。有了這兩個(gè)模塊，就很容易設計更高功率輸出光伏逆變器。例如使用兩個(gè)雙Boost 電路并聯(lián)和三相 NPC 逆變橋就可以得到一個(gè)高效率的 10kW 的光伏逆變器。而且這兩個(gè)模塊的管腳設計充分考慮了并聯(lián)的需求，并聯(lián)使用非常方便。

圖 11: 雙 boost 模塊并聯(lián)和三相 NPC 逆變輸出模塊布局圖

針對 1000V 直流母線(xiàn)電壓的光伏逆變器，NPC 拓撲結構逆變器是目前市場(chǎng)上效率最高的。圖 12 比較了 NPC 模塊(MOSFET+IGBT)和使用 1200V 的 IGBT 半橋模塊的效率。

圖 12: NPC 逆變橋輸出效率（實(shí)線(xiàn)）和半橋逆變效率（虛線(xiàn)）比較

根據仿真結果，NPC 逆變器的歐效可以達到 99.2%，而后者的效率只有 96.4%.。NPC 拓撲結構的優(yōu)勢是顯而易見(jiàn)的

下一代光伏逆變器拓撲的設計思路介紹

目前混合型 H 橋（MOSFET＋IGBT）拓撲已經(jīng)取得了較高的效率等級。而下一代的光伏逆變器，將會(huì )把主要精力集中在以下性能的改善：

效率的進(jìn)一步提高
無(wú)功功率補償
高效的雙向變換模式

單相光伏逆變器拓撲結構

對于單相光伏逆變器，首先討論如何進(jìn)一步提高混合型 H 橋拓撲的效率（如圖 13）。

圖 13: 光伏逆變器的發(fā)展－混合型

在圖 13 中，上橋臂 IGBT 的開(kāi)關(guān)頻率一般設定為電網(wǎng)頻率（例如 50Hz），而下橋臂的 MOSFET 則工作在較高的開(kāi)關(guān)頻率下，例如 16kHz，來(lái)實(shí)現輸出正弦波。仿真顯示，這種逆變器拓撲在 2kW 額定功率輸出時(shí)，效率可以達到 99.2％。由于 MOSFET 內置二極管的速度較慢，因此 MOSFET 不能被用在上橋臂。

由于上橋臂的 IGBT 工作在 50Hz 的開(kāi)關(guān)頻率下，實(shí)際上并不需要對該支路進(jìn)行濾波。因此對電路拓撲進(jìn)行優(yōu)化，可以得到圖 14 所示的發(fā)射極開(kāi)路型拓撲。這種拓撲的優(yōu)點(diǎn)是只有有高頻電流經(jīng)過(guò)的支路才有濾波電感，從而減小了輸出濾波電路的損耗。

圖 14 改進(jìn)的無(wú)變壓器上橋臂發(fā)射極開(kāi)路型拓撲

目前 Vincotech 公司已經(jīng)有標準的發(fā)射極開(kāi)路型 IGBT 模塊產(chǎn)品，型號是flowSOL0-BI open E (P896-E02)，如圖 15 所示：

圖 15: flowSOL0-BI-open E (P896-E02)

技術(shù)參數：

升壓電路采用 MOSFET(600V/45 mΩ)和 SiC 二極管組成
旁路二極管主要是當輸入超過(guò)額定負載時(shí)，旁路 Boost 電路，從而改善逆變器整體效率
H 橋的上橋臂采用 IGBT（600V/75A）和 SiC 二極管，下橋臂采用MOSFET(600V/45 mΩ)
模塊內部集成溫度檢測電阻

下面再來(lái)分析一下圖 14 所示的發(fā)射極開(kāi)路型拓撲。當下橋臂的 MOSFET工作時(shí)，與上橋臂 IGBT 反并聯(lián)的二極管卻由于濾波電感的作用沒(méi)有工作，這樣就可以在上橋臂也使用 MOSFET，在輕載時(shí)提高逆變器的效率。仿真結果顯示，在 2kW 額定功率輸出時(shí)，這種光伏逆變器的歐效可以提高 0.2%，從而使效率達到 99.4%。在實(shí)際的應用場(chǎng)合中，這種拓撲對效率的提高會(huì )更多，因為仿真結果是在假定芯片結溫 125℃的情況下得到的，但由于 MOSFET 體積較大，且光伏逆變器經(jīng)常工作在輕載情況下，MOSFET 芯片結溫遠遠低于 125℃，因此實(shí)際工作時(shí) MOSFET 的導通阻抗 RDS-on 將比仿真時(shí)的數值要低，損耗相應也會(huì )更小。如何解決無(wú)功功率的問(wèn)題呢？這種電路拓撲處理無(wú)功功率的唯一方法就是使用 FRED－FET，但這些器件的導通阻抗 RDS-on 通常都很高。另一個(gè)缺點(diǎn)是其反向恢復特性較差，影響無(wú)功補償和雙向變換時(shí)的性能。但是在某些特殊應用中，如果必須通過(guò)無(wú)功功率來(lái)測量線(xiàn)路阻抗或者保護某些元器件，那么圖 16 所示拓撲將可以滿(mǎn)足以上要求。

圖 16: 適應無(wú)功負載的全 MOSFET 拓撲

圖 16 所示拓撲結構允許純無(wú)功負載，能夠提高對電網(wǎng)的無(wú)功補償，也能滿(mǎn)足雙向功率流動(dòng)，例如實(shí)現高效電池充電。如果應用 SiC 肖特基二極管，這種電路拓撲將可以達到更高的效率等級。

圖 17: 2kW 額定功率下不同拓撲結構的歐洲效率

三相光伏逆變器拓撲結構

對于 NPC 拓撲的三相光伏逆變器也可以做類(lèi)似的改進(jìn)。

圖 18: 三電平逆變器

以一相為例，在 2kW 額定輸出時(shí)，三電平逆變器（圖 18）可以達到 99.2%的歐效。稍作改動(dòng)，該拓撲就可以實(shí)現無(wú)功功率流動(dòng)。

圖 19: 可實(shí)現無(wú)功功率輸出的 NPC 拓撲逆變器

在輸出與直流母線(xiàn)間增加 1200V 二極管后，該拓撲就可以輸出無(wú)功功率。同時(shí)也可以用作高效率的雙向逆變器，實(shí)現能量的反向變換。為了減小損耗，D3，D4 推薦使用 SiC 二極管。但由于 1200V 的 SiC 價(jià)格過(guò)高，下面這種拓撲將會(huì )是一種比較好的選擇。

圖 20: 可實(shí)現無(wú)功功率輸出的 NPC 拓撲逆變器(增加了 2 個(gè) SiC 二極管和 4 個(gè) Si 二極管)

這種拓撲只使用了兩個(gè) 600V 的 SiC 二極管（D4，D6）。D3 和 D5 采用快速 Si二極管，D7 和 D8 采用小型 Si 二極管，用來(lái)防止 SiC 二極管過(guò)壓損壞。這里是否可能也全部采用 MOSFET 來(lái)實(shí)現呢？答案是可以的，前提是需要把 MOSFET 的體二極管旁路掉。這可以通過(guò)把上下半橋的輸出端子分開(kāi)并配上各自的濾波電感來(lái)實(shí)現。

圖 21: 采用 MOSFET 實(shí)現無(wú)功功率輸出的 NPC 拓撲逆變器

圖 21 的電路拓撲可以提高在輕載時(shí)的效率。

圖 22: 全采用 MOSFET 方案和混合型方案在額定功率 2kW 時(shí)的效率比較

其歐效可以從 99.2%提高到 99.4％。無(wú)功功率由 1200V 快速二極管通路實(shí)現。在選擇二極管時(shí)，推薦使用 SiC 二極管，這樣可以在反向變換時(shí)，達到更高的效率?；蛘呷鐖D 23 所示，D4 和 D6 采用 600V SiC 二極管，另外四個(gè)采用快恢復 Si 二極管。

圖 23: 采用 2 個(gè) SiC 二極管、4 個(gè) Si 二極管和分別輸出方式的 NPC 逆變器拓撲