隔離式輸出可調節的高頻有源功率因數校正器UCC3857

摘要：UCC3857具有隔離式Boost升壓功率因數校正器所需的全部功能。該變換器的優(yōu)點(diǎn)是用變壓器隔離原邊與副邊，使輸出直流電壓低于輸入電壓。它用單級功率處理即可實(shí)現PFC與降壓（或升壓）變換，在要求高效率、高密度、高性能應用時(shí)，UCC3857是一種理想的選擇。

關(guān)鍵詞：功率因數校正器 推挽式 IGBT 零電流開(kāi)關(guān)

1 UCC3857設計特點(diǎn)

UCC3857用隔離方式進(jìn)行功率因數校正，其輸出電壓可調節，并能低于輸入線(xiàn)電壓；是單級功率變換器；IGBT實(shí)現零電流開(kāi)關(guān)(ZCS)；校正的功率因數大于0.99；屬固定頻率、平均電流型PFC控制器；改進(jìn)的有效值前饋電壓；軟起動(dòng)；電源電壓范圍9V～18V；具有兩種封裝形式。

UCC3857提供了隔離式Boost升壓功率因數校正器所需的全部功能。該變換器的優(yōu)點(diǎn)是隔離原邊與副邊，也能使輸出直流電壓低于輸入電壓。在要求高效率、高密集和高性能的應用場(chǎng)合，UCC3857是一種理想的器件。它的典型外圍電路見(jiàn)圖1。

UCC3857既有控制功能又為外部?jì)蓚€(gè)IGBT開(kāi)關(guān)管和一個(gè)功率MOSFET管提供驅動(dòng)信號，利用外部RC網(wǎng)絡(luò )，可完全實(shí)現編程MOSFET驅動(dòng)器的延遲時(shí)間。

IGBT實(shí)現了ZCS，故允許采用更高的開(kāi)關(guān)頻率和更小的磁性元件，并有更高的效率。UCC3857中的功率因數校正部分可采用平均電流控制方案。IC內部電路的變動(dòng)，簡(jiǎn)化了PFC部分的設計，也改進(jìn)了它的性能。

控制器的改進(jìn)包括：一個(gè)內設6bitA/D轉換器，作為RMS入線(xiàn)電壓檢測；一個(gè)零負載功率電路和重要的較低工作電流。

上述措施簡(jiǎn)化了變換器設計，消除了前饋元件的二次諧波紋波，并提高了入線(xiàn)瞬態(tài)響應約6倍。因無(wú)需兼顧重負載時(shí)的功率因數，故零負載功率比較器在負載開(kāi)路條件下可阻止能量傳遞。采用Unitrode公司的BCDMOS工藝（雙極—CMOS—DMOS混合工藝），能簡(jiǎn)化輔助仿真電源設計，實(shí)現了低起動(dòng)電流和低工作電流。

附加的UCC3857特性包括：電壓鎖定時(shí)有可靠的離線(xiàn)式起動(dòng)；可編程的過(guò)流關(guān)閉；有輔助關(guān)閉通道；精密的7.5V基準參考電壓；高幅值的振蕩器斜坡電壓，以改進(jìn)抗噪聲度；軟起動(dòng)；低失調模擬方波和乘法、除法電路。不用量程開(kāi)關(guān)，也容易在全世界通用。

UCC3857的兩種塑封外部引腳安排見(jiàn)圖2（a)和(b)。

2 UCC3857各引腳功能說(shuō)明

AGND（6腳）：是IC內部基準電壓和所有門(mén)限電壓的參考點(diǎn)，除輸出驅動(dòng)器之外，也是其它電路的回歸端，它與功率地PGND（17腳）短接。

CA（7腳）：內部電流環(huán)路誤差放大器的反相輸入端。

CAO（8腳）：內部電流環(huán)誤差放大器的輸出端。該輸出電壓的擺幅在0.2V～6.0V之間。它是PWM比較器的一個(gè)輸入端。

VAO（11腳）：該腳是電壓環(huán)誤差放大器的輸出端。它被UCC3857內部箝位在5.6V左右，并可在0.1V左右擺動(dòng)。VAO腳電壓低于0.5V時(shí)，將使MOSDRV（14腳）不能輸出，并強迫IGDRV1（16腳）和IGDRV2（18腳）輸出端為零。

CRMS（2腳）：用一只電容器接在CRMS與地之間，以平均半個(gè)周期內的AC交流線(xiàn)電壓。該腳在IC內部接到RMS檢測電路。

CT（20腳）：該腳對地接一只電容器，該電容器具有低ESR、低ESL特性，它與RT共同設置斜坡發(fā)生器的開(kāi)關(guān)頻率fsw≈0.67/(RT·CT）。

DELAY（12腳）：該腳經(jīng)一只外部電阻器接至VREF（5腳）、并經(jīng)一只電容器接至AGND，以設置MOSDRV輸出級的重迭延遲時(shí)間。去掉接AGND的電容器之后，可使重迭功能失效。

IAC（1腳）：該腳對地接一只電容器，并經(jīng)一只外部電阻器RAC接到電網(wǎng)整流后的交流輸入線(xiàn)電壓。它為內部乘法器和RMS檢測器提供瞬時(shí)線(xiàn)電壓信號。

IGDRV1（16腳）：兩個(gè)外部IGBT功率開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)器輸出（之一）。

IGDRV2（18腳）：兩個(gè)外部IGBT功率開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)器輸出（之二）。

MOSDRV（14腳）：外部功率MOSFET開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)器輸出。

MOUT（3腳）：乘法和除法模擬電路的輸出端。MOUT的輸出電流經(jīng)一只外部電阻器返回橋接引線(xiàn)。合成波形為電流誤差放大器形成正弦參考電壓。

PKLMT（13腳）：是峰值電流限制比較器的反相輸入端。該比較器的門(mén)限電平通常設置在0V。當斷路時(shí)，峰值限制比較器將終止MOSDRV和IGDRV1、IGDRV2的輸出。

PGND（17腳）：是功率級地線(xiàn)，所有高電平電流的返回地端，它在UCC3857內部連接到驅動(dòng)器輸出級。

RT（19腳）：該腳經(jīng)一只外部電阻器接地，它為內部斜坡發(fā)生器設置充電電流。UCC3857在RT上提供3.0V的溫度補償電壓。振蕩器的充電電流值=3.0V/RT。為獲得最佳性能應限制RT電流輸出在250μA。

VA-（10腳）：是外部電壓控制環(huán)的反饋輸入端。輸出電壓的調節信號經(jīng)光電隔離器電路加到VA端。SS（9腳）：該腳對地AGND接一只電容器，提供軟起動(dòng)功能，由UCC3857內部的10μA（額定的）電流源，對軟起動(dòng)電容器進(jìn)行充電。VAO上的電壓被箝位在近似等于SS腳電壓。

VD（15腳）：為三個(gè)驅動(dòng)器輸出級提供正極性電源。加在VD上的電壓必須限制在低于18VDC。為獲最佳效果，應選用一只0.1μF～1.0μF的低ESR和低ESL電容器將VD端對PGND旁路。為了較好地抑制電源噪聲，VD和VIN可由各自的RC低通濾波器加以隔離。

VIN（4腳）：是UCC3857的輸入電壓源。該電壓必須限制在低于18VDC。當VIN上的電壓超過(guò)13.75V（標稱(chēng)值）。UCC3857才能正常工作。

VREF（5腳）：是精密的7.5V基準電壓輸出端。為盡力改善性能，建議在VREF對地AGND接一只0.01μF～0.1μF的低ESR、ESL旁路電容器。

3 UCC3857電氣參數的極限值

輸入電源電壓（VIN，VD）：18V

通用模擬/邏輯輸入（CRMS，MOUT，CA，VA，

CT，RT，PKLMT）：－0.3V到5V

最大強迫電流（IAC）：300μA

基準輸出電流：由內部限制

輸出電流（MOSDRV，IGDRV1，IGDRV2）：脈沖電流1A，連續電流200mA

儲存溫度：－65℃～＋150℃

結溫：－55℃～＋150℃

引線(xiàn)溫度（IC引腳焊錫10秒）：＋300℃

除非另有說(shuō)明，通常UCC3857應用在TA=0℃

～70℃；并且VVIN，VVD=12V,RT=19.2k，CT=680pF，TA=TJ。

關(guān)于UCC3857的詳細電氣參數可查閱手冊。

4 UCC3857應用注意與分析

UCC3857功率因數校正器內部功能方框圖如圖3所示。

UCC3857提供了單級功率因數校正和降壓或升壓功能的解決方法，它采用隔離式BOOST升壓變換器。典型應用電路給出了隔離式升壓變換器的方法：用兩只IGBT組成推挽式電路，用一只MOSFET作輔助開(kāi)關(guān)，以實(shí)現IGBT的軟開(kāi)關(guān)變換。

圖1所示的典型應用電路具有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：在用功率因數校正從交流電網(wǎng)得到近似直流總線(xiàn)電壓方面，它超過(guò)其它常規方法。常規的近似方法是采用兩級功率變換，其成本較高，并且電路復雜。如果選用UCC3857，則功率因數校正與降壓變換的雙重功能都包含在單級電路中。

功率級包括一個(gè)電流反饋式推挽變換器，它在推挽開(kāi)關(guān)Q1和Q2導通期間，交錯提供常規PWM升壓變換器的有效占空比。當只有一個(gè)開(kāi)關(guān)導通時(shí)，能源經(jīng)變壓器和輸出整流器傳遞到輸出端。它可以看作是工作在原邊的電路構成一個(gè)升壓變換器，且UCC3857提供輸入電流編程、并采用平均電流型控制，從而達到單位功率因數1.00。變壓器的匝數比可用于得到所需要的輸出電壓電平：它能高于或者低于峰值電網(wǎng)電壓。

功率級的優(yōu)化包括了設計與元器件的選擇，以滿(mǎn)足性能與成本的綜合目標。這些內容包含了功率開(kāi)關(guān)管、變壓器和電感器的設計。

選擇IGBT是基于它們的使用電壓高于MOSFET之優(yōu)點(diǎn)。在通常的電網(wǎng)工作條件下，推挽式開(kāi)關(guān)上的電壓接近1000V。然而IGBT的緩慢截止特性又帶來(lái)較大的開(kāi)關(guān)損耗，利用MOSFET（QA）幫助IGBT實(shí)現ZCS零電流截止。這一過(guò)程是通過(guò)維持QA導通來(lái)完成的（超出了Q1或Q2的截止范圍，見(jiàn)圖4中波形），當IGBT截止時(shí)允許電感器電流從IGBT轉移到MOSFET，從而仍然維持零電壓狀態(tài)。

MOSFET的延遲時(shí)間TD1有效地增加了BOOST升壓電感的充電時(shí)間。在通常的工作條件下，MOSFET的電壓應力是IGBT的一半。而在升壓變換和短路條件下（例如變換器工作在反激式狀態(tài)時(shí)），就會(huì )看到QA的電壓應力高出許多。

在該電路拓撲中，變壓器的設計是很關(guān)鍵的。推挽式變壓器應使原邊繞組與副邊繞組之間漏感最小。同樣也應使兩個(gè)原邊繞組之間的漏感最小。實(shí)際上，如果不采用復雜精細的結構（例如隔層用銅箔屏蔽等），要實(shí)現兩項指標是困難的。在多數情況下，使用平面型變壓器有利于達到這些目標。較高的漏電感效應包含了更高的電壓應力和振鈴，以及更大的功率損耗，它還會(huì )損失更多的可用占空比。高電壓電平會(huì )難以設計有效的緩沖電路來(lái)減小漏感振鈴。

升壓電感器的設計與常規升壓變換器很相似。然而正如典型應用電路圖所示，經(jīng)一只二極管接到輸出端的附加繞組，需要在升壓電感器上制作。該繞組具有與變壓器相同的匝數比，當兩只推挽管同時(shí)截止時(shí)，該繞組為電感器能量提供一個(gè)放電路徑。在起動(dòng)期間當輸出電壓為零時(shí)，變換器可產(chǎn)生很高的浪涌電流。當超過(guò)設定的門(mén)限電平時(shí)，則UCC3857的過(guò)流保護電路將關(guān)閉所有的輸出端。

在實(shí)際例子中，升壓電感器的輔助繞組把能量引至輸出端。這是一種優(yōu)先選擇的方法，因為在輸出電壓升高時(shí)，會(huì )使主開(kāi)關(guān)管不能應付浪涌電流的高電壓。而當輔助繞組把能量傳遞到輸出端時(shí)，QA兩端的電壓應力變?yōu)檩斎腚妷杭由戏瓷漭敵鲭妷?，該值高于它的反射輸出電壓的穩態(tài)值。

（1）芯片的偏置電源和起動(dòng)

UCC3857采用美國Unitrode公司的雙極混合工藝BCDMOS制造，它使電源電流具有最小的起動(dòng)值（典型值60A）和工作電流（典型值3.5mA）。其重要意義是功耗更低，用于IC起動(dòng)的充電電阻器明顯變小。

（2）振蕩器的調節

UCC3857的振蕩器被設計成具有寬斜坡幅度（4.5Vpp)，使它的抗噪聲度更高。CT腳產(chǎn)生鋸齒波形，在CT的放電期間產(chǎn)生一個(gè)時(shí)鐘脈沖。在放電周期內，該腳對地的內部阻抗是600Ω。根據這一特性，放電時(shí)間由831×CT得出。如圖4波形所示，IC內部的時(shí)鐘脈沖寬度等于放電時(shí)間，并且在IGDRV1與IGDRV2之間設置了最小的死區時(shí)間。時(shí)鐘頻率由式（1）給出：

fsw=[1/（1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT) (1)

式中IGDRV1和IGDRV2輸出信號的開(kāi)關(guān)頻率是時(shí)鐘的1/2，而輔助管MOSDRV的開(kāi)關(guān)頻率與時(shí)鐘頻率相同。

（3）基準參考信號IMULT的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣，UCC3857也有一個(gè)模擬計數單元ACU，它產(chǎn)生一個(gè)基準參考電流信號加到電流誤差放大器，輸入ACU的信號與瞬間電網(wǎng)電壓值成比例，并與輸入電壓有效值（RMS）和電壓誤差放大器的輸出成比例。不同于先前的RMS電壓檢測工藝技術(shù)。UCC3857在工藝中采用了一種專(zhuān)利來(lái)簡(jiǎn)化RMS電壓的產(chǎn)生，并消除了由以前工藝引起的性能退化。

如圖5所示，采用這項新工藝，需要外部雙極點(diǎn)濾波器來(lái)消除產(chǎn)生VRMS的問(wèn)題。在半個(gè)周期中，用替代IAC電流的鏡像值對外部電容器CRMS進(jìn)行充電。電容器CRMS上的電壓被積分成正弦波形，并由式（2）給出。在半個(gè)周期末尾，CRMS電壓維持不變，并轉換成一個(gè)6bit數字代碼，以便在A(yíng)CU中進(jìn)一步處理。在下半個(gè)周期里CRMS則放電，并標出積分。

這種方法的優(yōu)點(diǎn)是：在VRMS電壓信號上的二次諧波脈動(dòng)，實(shí)際上被消除了。這樣的二次諧波脈動(dòng)，是不可能用限制常規雙極點(diǎn)濾波器的擺動(dòng)來(lái)避免的，它在輸入電流信號中會(huì )引起三次諧波失真。對于輸入端電網(wǎng)變化的動(dòng)態(tài)響應，也可以改進(jìn)成一個(gè)新的VRMS信號，它每個(gè)周期都出現。

VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1－cosωt)

VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS) (2a)

在正常工作時(shí)，IAC（pk)在峰值電網(wǎng)電壓時(shí)應選擇為100A。對于峰值為265VAC的通用輸入電壓值，這就意味著(zhù)RAC=3.6MΩ。

在對高頻噪聲濾波時(shí)，IC的噪聲靈敏度需要小容量的旁路電容器，該電容器的數值應限制在最大為220nF。在低電網(wǎng)電壓峰值時(shí)（80VAC），VCRMS值應近似為1.0V，以盡量減小任何數字化誤差。在高電網(wǎng)電壓時(shí)VCRMS的峰值為3.5V。電網(wǎng)頻率在60Hz時(shí)要求CRMS的數值可由公式（2）算出為75nF。

乘法器輸出電流由式（3）給出，

IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS (3)

式中K=0.33。

乘法器的峰值電流被限制在200A，且IAC和VCRMS的選用值應保證電流在該范圍內。對乘法器的另一個(gè)限制是：IMULT不能超過(guò)兩倍的IAC電流值，并限制VCRMS電壓為最小值。

RMS電壓前饋的不連續性，意味著(zhù)存在輸入電壓變化的工作區域，但饋送到乘法器的VRMS值并未發(fā)生變化。由于電壓誤差放大器補償了這一變化，使它的輸出能維持所需的乘法器輸出電流。當ACD的輸出變化時(shí)，則在誤差放大器的輸出中存在一個(gè)躍變。它對總的變換器沖擊極小。

對RMS電壓方案的另一個(gè)關(guān)鍵考慮是：依靠IAC信號的零交叉是有效的。在很輕負載和高電網(wǎng)電壓條件下，如果用一只大的電容器在橋式整流端進(jìn)行濾波，那么被整流的AC交流分量就不能完全達到零值。當發(fā)生零交叉檢測時(shí)，UCC3857的IAC應低于10A。

（4）柵極驅動(dòng)的考慮

UCC3857中的柵極驅動(dòng)電路被設計成高速驅動(dòng)電路。每個(gè)驅動(dòng)電路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS輸出級組成。UCC3857為驅動(dòng)電路提供了分離的電源VD和接地端PGND。這些引腳考慮了驅動(dòng)器電路具有較好的本機旁路作用。

還可用VD來(lái)保證輸出級的SOA限制，使它在驅動(dòng)高峰值電流時(shí)，不違反設計規范。由于這個(gè)原因，當VIN可能升高以應付UVLO需要時(shí)，VD則會(huì )保持盡可能低些（例如10V）。

（5）電流放大器的設置

一旦通過(guò)選擇VRMS的范圍來(lái)設置乘法器，就能著(zhù)手設計電流放大器。乘法器的最大輸出是在低電網(wǎng)電壓和滿(mǎn)載條件時(shí)。電感器的峰值電流也出現在相同的引腳。乘法器的端接電阻器可由式（4）來(lái)確定：

RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk) (4)

為了確保工作穩定，電流環(huán)的交迭頻率應限制在大約是變換器開(kāi)關(guān)頻率的1/3。

（6）后沿的延遲

見(jiàn)圖4波形，修改的隔離式升壓變換器（BOOST），需要兩個(gè)主開(kāi)關(guān)管IGBT的驅動(dòng)信號和一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管MOSFET的驅動(dòng)信號，它們之間具有確定的時(shí)間關(guān)系。一只IGBT截止與MOSFET截止之間的延遲時(shí)間，可由UCC3857加以編程序。在功率因數校正應用中，輸入電網(wǎng)電壓從零值變化到交流AC峰值電平，會(huì )使需要的占空比在寬的范圍內變化。

在高電網(wǎng)電壓與（或）輕負載條件下，當交流電網(wǎng)電壓處于峰值時(shí)，固定的延遲時(shí)間將引起電網(wǎng)電流失真。這是由施加在調制器上的最小可控占空比所引起的，它受固定的延遲時(shí)間影響。如果固定了最小可控占空比，那么IC內部電流環(huán)在電網(wǎng)電壓峰值時(shí)會(huì )出現一個(gè)受限的周期振蕩，它會(huì )引起電網(wǎng)電流失真。

UCC3857有一個(gè)適合MOSFET的延遲發(fā)生器，它直接根據負載功率的要求來(lái)調制。如圖6所示，該電路按照電壓誤差放大器的輸出電平來(lái)直接改變延遲時(shí)間，在平均電流型PFC變換器中，該放大器是以電網(wǎng)電壓前饋來(lái)表示負載功率。延遲時(shí)間由外部元件RD和CD來(lái)設置。當內部時(shí)鐘信號CLK復位閉鎖U2、使PWMEDL為高電平和Q輸出為低電平時(shí)，時(shí)序作用開(kāi)始起動(dòng)。CD經(jīng)M1放電并保持低電平，直到內部PWM信號成低電平為止（這表明兩個(gè)IGBT驅動(dòng)之一處于截止）。在接該腳的M1截止時(shí)，CD經(jīng)RD充電到7.5V基準電壓值左右。

比較器U1將該電壓與電壓誤差放大器的輸出VVAO進(jìn)行比較。當CD上的電壓高于VVAO時(shí)，它將閉鎖的U2置位，又使PWMDEL變?yōu)榈碗娖?。該PWMDEL和CLK信號按邏輯“與”方式產(chǎn)生信號，控制MOSFET驅動(dòng)器的輸出（MOSDRV）。延遲時(shí)間TD1由式（5）給出：

TD1=－RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5] (5)

這項工藝技術(shù)縮小了在重負載或高電網(wǎng)電壓時(shí)的重迭延遲時(shí)間，而當電網(wǎng)電壓變低或負載加重時(shí)，則維持較長(cháng)的延遲時(shí)間。按定義該延遲把最小可控占空比縮小到可接受的電平，并用來(lái)進(jìn)行編程。在大電流條件下減小延遲時(shí)間是可以接受的，因為IGBT電流直接與負載電流成比例。

可利用RD和CD來(lái)提供編程的靈活性，延遲時(shí)間能優(yōu)化IGBT開(kāi)關(guān)管的電流和預后的等級。如果去掉電路上的CD，還可使延遲時(shí)間變?yōu)榱恪?B>