一種新穎的自動(dòng)恒流放電系統的研制

摘要：介紹了采用ＩＧＢＴ功率器件、ＰＷＭ控制和康銅電阻合金為放電電阻的放電系統，其放電電流在４～２０Ａ的大范圍內連續可調，且有較高的恒流精度，實(shí)現了對大容量蓄電池負荷能力和容量的核對性檢測。結果表明，此系統的研制改變了以往蓄電池監測設備精度低、可靠性不高的狀況。

關(guān)鍵詞：ＩＧＢＴ ＰＷＭ 放電系統

蓄電池作為備用電源在直流系統中起著(zhù)極其重要的作用，從而在電力、通信、金融、交通等各行各業(yè)中得到廣泛的應用。平時(shí)蓄電池組處于浮充電備用狀態(tài)，負荷由交流供電，只有當交流電失電時(shí)，蓄電池組才向負荷提供能量。為了檢驗蓄電池組的實(shí)際容量，保證系統的正常運行，一般情況要對蓄電池組每年進(jìn)行一次核對性放電。目前在國內市場(chǎng)上的放電設備主要使用可變電阻、電阻盤(pán)、碳棒等，而且需要人工調節放電電流，控制精度低，工作繁復。針對現狀，我們研制了自動(dòng)恒流放電系統。本系統采用先進(jìn)的ＩＧＢＴ大功率電子器件和ＰＷＭ脈寬調制控制技術(shù)，同時(shí)利用康銅電阻合金作為放電電阻，并使放電電流在大范圍內連續可調，且有較高的恒流精度。該放電系統采用大功率的電子負載和恒流控制技術(shù)后，能瞬間承受高達１００Ａ的沖擊電流及長(cháng)時(shí)間２０Ａ恒流負載，以實(shí)現對電池負荷能力的檢測和對電池容量的核對性檢測。

主要技術(shù)指標如表１所示。

表 1

1 放電系統工作原理

放電系統的組成包括了ＩＧＢＴ功率器件部分、ＰＷＭ集成驅動(dòng)電路部分、采樣放大、比較、反饋部分。系統原理框圖如圖１所示。

根據設計電流精度要求，利用分流器采樣，分流器的規格為７５ｍＶ、２０Ａ。采樣信號經(jīng)濾波，進(jìn)入精密儀表放大器ＩＮＡ１２８，ＩＮＡ１２８是ＢＢ公司生產(chǎn)的精密、低功耗儀表放大器。ＩＮＡ１２８實(shí)際上是一個(gè)窗口（雙限）比較器，特別適合微電壓的放大，只要選擇合適的外部增益電阻ＲＧ，就可調到合適的放大倍數Ｇ＝２／０．０７５＝２６．７。根據公式Ｇ＝１＋５０ｋΩ／ＲＧ，可算出ＲＧ＝５０ｋΩ／Ｇ－１＝１．９４８ｋΩ選１．２ｋΩ的電阻和１ｋΩ的精密電位器串聯(lián)即可。

經(jīng)過(guò)ＩＮＡ１２８放大的電壓再經(jīng)一級ＲＣ濾波，濾波后的電壓反饋到Ｗ３５２４的反饋端（Ｗ３５２４的１腳），作為Ｗ３５２４內部比較放大器的取樣電壓。

2 控制驅動(dòng)電路

驅動(dòng)電路原理圖如圖２所示。圖中的Ｗ３５２４是最為流行的開(kāi)關(guān)電源集成控制器，它包括了所有無(wú)電源變壓器開(kāi)關(guān)電源所要求的基本功能，如控制、保護、取樣放大的功能，且使用方便靈活，同時(shí)在制造上采用常規的平面工藝。Ｗ３５２４可為脈寬調制式推挽、橋式、單端及串聯(lián)型ＳＭＰＳ提供全部控制電路系統的控制單元。它提供電源變壓器開(kāi)關(guān)電源的全部功能，而且增加了取樣比例放大器、限流保護以及內部電路的過(guò)流和短路保護。由于采用斜波后沿作為死區控制，因而節省了死區時(shí)間控制器；內部基準源既向內、外電路提供基準電壓，又作為內部各部分的工作電壓，并提供５０ｍＡ輸出電流，輸出晶體管Ｔ１、Ｔ２集電極和發(fā)射極都懸空，這樣使用增加了靈活性?；鶞试磳儆诔Ｒ幍拇?lián)式線(xiàn)性直流穩壓電源，它向單片內部的斜波發(fā)生器、比較放大器、脈寬調制器、Ｔ型觸發(fā)器等以及通過(guò)１６腳向外均提供＋５Ｖ的工作電壓和基準電壓，使斜波發(fā)生器產(chǎn)生幅度在１．２～３．６Ｖ的連續不對稱(chēng)三角波，由內部直接輸入到脈寬調制器的同相端。與此同時(shí)，斜波發(fā)生器又向下一級的Ｔ型觸發(fā)器和“或非”門(mén)提供一個(gè)同步方波脈沖。它們的頻率由６、７腳的外接電阻ＲＴ和電容ＣＴ所決定，一般可以從１００ｋＨｚ調到５００ｋＨｚ，由它構成的ＰＷＭ型開(kāi)關(guān)電源的工作頻率可達１００ｋＨｚ。當取樣電壓和基準電壓分別通過(guò)１、２腳送入內部的比較放大器比較放大時(shí)，輸出的控制電壓送到脈寬調制器的反向端。脈寬調制器把控制電壓與斜波基準電壓進(jìn)行比較，輸出一個(gè)寬度受控制電壓所調制的方波脈沖，然后同時(shí)送往兩個(gè)前級“或非”門(mén)的輸入端。

工作頻率由６、７腳的外接電阻ＲＴ和電容ＣＴ所決定，ｆｐｗｍ＝１．１５／ＲＴ×ＣＴ?？紤]到對ＣＴ的充電電流為（１．２～３．６／ＲＴ一般為３０μＡ到２ｍＡ）。因此ＲＴ取值為 １．８ｋΩ到１００ｋΩ。同時(shí)９腳對地串接有０．１μＦ的電容和３０ｋΩ的電阻，以實(shí)現頻率補償，用作內部誤差放大器的相位補償，否則會(huì )有自激產(chǎn)生。

3 估算發(fā)熱

根據上述對ＩＧＢＴ的分析研究，三棱Ｈ系列ＩＧＢＴ器件—ＣＴ６０是基于第三代ＩＧＢＴ技術(shù)和續流二極管技術(shù)，為功率電路設計、緩沖電路（吸收回路）設計及熱設計而采用的大功率器件。它的最大允許峰值電壓ＶＣＥＳ為１０００Ｖ；最大通過(guò)峰值電流ＩＣ為６０Ａ；Ｔ＝２５°Ｃ時(shí)ＩＧＢＴ的最大允許功耗為２５０Ｗ；Ｔ＝２５°Ｃ時(shí)ＩＧＢＴ結溫的允許范圍為－４０～１５０°Ｃ；在規定條件和額定集電極電流下，ＩＧＢＴ的飽和壓降（通態(tài)電壓）ＶＣＥ（ｓａｔ）為２．６Ｖ；開(kāi)通和過(guò)渡時(shí)間ｔｄｏｎ為０．１５μｓ；上升時(shí)間ｔｒ為０．３μｓ；關(guān)斷過(guò)渡時(shí)間ｔｄｏｆｆ為０．３μｓ；續流二極管的正向壓降ＶＥＣ為３Ｖ。

由此可知最大導通功耗：

ＰＳＳ＝ＶＣＥ（ｓａｔ）×ＩＣ×ｎ＝２．６×２５×０．８５＝５５．２５Ｗ

而開(kāi)關(guān)損耗

ＰＳＷ＝（０．７＋６．２×２０＝６．９×２０＝１３８Ｗ

則ＩＧＢＴ的總功耗

ＰＣ＝ＰＳＳ＋ＰＳＷ＝１９３．２５Ｗ＜２５０Ｗ（額定功耗值）

在計算了ＩＧＢＴ的總平均功耗ＰＣ＝１９３．２５Ｗ后，就可估算ＩＧＢＴ表面部分的平均結溫Ｔｊ＝Ｔｃ＋Ｐｃ×Ｒｔｈ（ｊ－ｃ），其中Ｔｃ為環(huán)境溫度（假設環(huán)境溫度為３０°Ｃ），Ｐｃ為總平均功耗，Ｒｔｈ（ｊ－ｃ）為標定的結殼熱阻（查ＣＴ６０的標定結殼熱阻為０．４°Ｃ／Ｗ），則ＩＧＢＴ的表面平均結溫：

Ｔｊ＝Ｔｃ＋Ｐｃ×Ｒｔｈ（ｊ－ｃ）＝３０＋１９３．２５×０．４＝１０７．３°Ｃ

通過(guò)計算可知，不能忽視ＩＧＢＴ在運行中所發(fā)生的巨大導通功耗和開(kāi)關(guān)功耗。而這些功耗通常表現為熱，所以必須采用散熱器把這些熱量從功率芯片傳導到外部環(huán)境中去。當把ＩＧＢＴ安裝在散熱器上時(shí)，還應注意避免安裝受力不均勻，因此使用平面度為１５０μｍ的散熱器。為了達到有效地把熱量傳導到外部散熱器，在傳熱界面要選擇使用在工作溫度內性能穩定并且在裝置壽命期內性能不發(fā)生變化的導熱硅脂。

4 系統保護

由于實(shí)際的功率電路線(xiàn)路中總有寄生漏電感，當ＩＧＢＴ被關(guān)斷時(shí)，感性負載中的電流不可能立刻發(fā)生變化，該負載電感兩端產(chǎn)生阻止母線(xiàn)電流減少的電壓Ｖ（Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔ）。它與電源電壓相迭加并以浪涌電壓的形式加在ＩＧＢＴ的兩端。在極端情況下，該浪涌電壓會(huì )超過(guò)ＩＧＢＴ的額定值Ｖｃｅｓ并導致它損壞。在ＩＧＢＴ功率回路中引起浪涌電壓的能量與１／２ＬｐＩ２成比例，Ｌｐ是母線(xiàn)的寄生電感，Ｉ是工作電流。由此可見(jiàn)，在使用大電流的器件時(shí)更加需要降低功率回路的電感。因此為了得到一種適合大電流工作的低母線(xiàn)電感電路，就需要特殊的母線(xiàn)結構。有交錯鍍銅層和絕緣層構層的迭層母線(xiàn)設計，可以使電感量降低。迭層母線(xiàn)中被絕緣層隔離的寬板用于正極和負極母線(xiàn)的連接，這種寬板起到了防止功率回路中寄生電感的作用。

其次，好的緩沖電路可以有效控制浪涌電壓的關(guān)斷和用續流二極管恢復浪涌電壓，用以減少功率器件的開(kāi)關(guān)損耗。ＩＧＢＴ緩沖電路與傳統的雙極晶體管緩沖電路存在兩個(gè)方面的區別：一是ＩＧＢＴ具有強大的開(kāi)關(guān)工作區，緩沖電路只需控制瞬態(tài)電壓而不需要保護就可以抑制伴生達林頓晶體管的二次擊穿超限；二是ＩＧＢＴ常工作在比達林頓高得多的頻率范圍。三種ＩＧＢＴ緩沖電路如圖３所示。

緩沖電路“Ｂ”使用快恢復二極管可箝住瞬變電壓，從而抑制振蕩的發(fā)生。緩沖電路“Ｂ”的ＲＣ時(shí)間常數，應該設為該開(kāi)關(guān)周期的約１／３（τ＝Ｔ／３＝１／３ｆ）。但對于大功率級別的ＩＧＢＴ工作，緩沖電路“Ｂ”的回路寄生電感將變得很大，以至不能有效地控制瞬變電壓。由于大功率ＩＧＢＴ電路需要極低電感量的緩沖電路，而且緩沖電路必須盡可能地聯(lián)到ＩＧＢＴ上，設計緩沖電路時(shí)，得考慮二極管封裝內的寄生電感和緩沖電容引線(xiàn)的寄生電感。通常，小電容并聯(lián)或二極管并聯(lián)產(chǎn)生的電感量比大的單電容或單二極管產(chǎn)生的電感量更低。

ＩＧＢＴ在運行中會(huì )有導通功耗與開(kāi)關(guān)功耗發(fā)生。這些功耗通常表現為熱，所以必須采用散熱器把這些熱量從功率芯片傳導到外部環(huán)境中去。如熱系統設計不當，功率器件將過(guò)熱并導致?lián)p壞。導通損耗伴隨ＩＧＢＴ處于通態(tài)并傳導電流而發(fā)生。導通期間的總功耗是由通態(tài)飽和電壓與通態(tài)電流的乘積來(lái)計算的。在ＰＷＭ的應用中，導通損耗須與占空比因子相乘，從而得到平均功率。導通損耗的一次近似可通過(guò)ＩＧＢＴ的額定ＶＣＥ（ｓａｔ）值與期待的器件平均電流值的乘積來(lái)得到，即ＰＳＳ＝ＶＣＥｓａｔ×Ｉｃ。開(kāi)關(guān)損耗是在ＩＧＢＴ開(kāi)通與關(guān)斷過(guò)渡過(guò)程期間的功率損耗。當ＰＷＭ信號頻率高于５ｋＨｚ時(shí)，開(kāi)關(guān)損耗會(huì )非常顯著(zhù)，一定要在熱設計中予以考慮。得到開(kāi)關(guān)損耗的最精確的方法是測量在開(kāi)關(guān)過(guò)渡過(guò)程中Ｉｃ與Ｖｃｅ的波形。將此波形逐點(diǎn)相乘，從而得到功率的瞬時(shí)波形，此功率波形下面的面積就是以焦耳／脈沖為單位的開(kāi)關(guān)能量，這一面積通常通過(guò)作圖積分來(lái)計算?？傞_(kāi)關(guān)能量是開(kāi)通與關(guān)斷過(guò)程所耗能量之和，平均開(kāi)關(guān)損耗是由單脈沖總開(kāi)關(guān)能量[１]與ＰＷＭ頻率相乘得到，即：平均開(kāi)關(guān)功耗ＰＳＷ＝ｆＰＷＭ×[ＥＳＷ(ｏｎ)＋ＥＳＷ(ｏｆｆ)]。而總功耗為導通功耗與開(kāi)關(guān)功耗之和，即ＰＣ＝ＰＳＳ＋ＰＳＷ。此放電系統也將利用該公式來(lái)估算ＩＧＢＴ器件的平均功耗。

5 ＰＣＢ的總體可靠性設計

良好的電路布局是保證設備和電路安全運行及長(cháng)壽命的重要前提，同時(shí)工藝限制也對ＰＣＢ提出了嚴格的要求，應遵循以下幾條原則：

·ＰＣＢ可靠性設計應做到系統集成化、專(zhuān)業(yè)化設計?？傮w考慮電源地線(xiàn)布置、去耦與排線(xiàn)設計。區域分配應注意模擬電路、數字電路、功率器件的布局[２]。

·可靠的電源、地線(xiàn)設計應做到模擬、數字的分別供電，減少地線(xiàn)公共阻抗，防止形成地線(xiàn)回路，同時(shí)保證一點(diǎn)接地以及電源入口的去耦設計。

該自動(dòng)恒流放電模塊可配合智能蓄電池組監測系統使用，當放電時(shí)放電電流連續可調，此時(shí)智能蓄電池組監測系統將監測每節電池的電壓變化，當有任一節電池電壓低于設定值時(shí)（或交流停電），放電自動(dòng)停止，顯示放電時(shí)間，并予以記錄。該模塊也可單獨使用，當放電時(shí)放電電流連續可調，此時(shí)需人工監測每節電池的電壓，控制放電模塊停止放電。本設備使用簡(jiǎn)單，安全可靠，恒流精度高，可廣泛應用于需要對蓄電池或電源進(jìn)行恒流負載放電的場(chǎng)合。