大功率超聲波電源的研究

隨著(zhù)科學(xué)的發(fā)展和技術(shù)的進(jìn)步．超聲波在超聲焊接、超聲清洗、干燥、霧化、導航、測距、育種等領(lǐng)域的應用日趨廣泛?，F在的大功率超聲波電源大都采用頻率跟蹤控制或功率控制。這種單一控制方法不僅會(huì )降低超聲波電源效率，而且會(huì )影響輸出精度和強度。如何使超聲波電源根據實(shí)際負載實(shí)時(shí)，動(dòng)態(tài)調節輸出諧振頻率和功率，從而保證超聲波加工等操作的要求具有重要的理論研究和實(shí)際應用價(jià)值。

2　超聲波電源系統的組成

超聲波電源系統主要由220V電源、整流濾波、高頻逆變單元、匹配網(wǎng)絡(luò )、檢測電路、PWM產(chǎn)生電路和驅動(dòng)電路組成，如圖1所示。

220V單相交流電經(jīng)過(guò)二極管不可控整流電路得到直流電壓，然后經(jīng)過(guò)由MOSFET組成的高頻逆變電路得到滿(mǎn)足換能器要求的高頻電壓。為減少高頻工作條件下MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗，高頻逆變電路采用帶輔助網(wǎng)絡(luò )的全橋結構，如圖2所示。此電路結構解決了傳統零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)PWM電路變壓器漏感小且滯后橋臂難于實(shí)現ZVS的問(wèn)題。同時(shí)，根據電流增強原理，此電路結構可在任意負載和輸入電壓范圍內實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)，大大減少了占空比丟失。超聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個(gè)電路的控制效果。因此，應該對匹配網(wǎng)絡(luò )每個(gè)參量(高頻變壓器匝比K，輸出匹配電感Lf)進(jìn)行嚴格的計算。匹配主要指為使發(fā)生器輸出額定電功率，進(jìn)行阻抗變換匹配。以及為使發(fā)生器輸出最高效率進(jìn)行調諧匹配。

采用56F803型DSP作為控制電路的核心處理器．它內置2 KB SRAM，31．5 KB FLASH，同時(shí)，其40 MHz的CPU時(shí)鐘頻率比其他單片機具有更強的處理能力。6路PWM信號可以實(shí)現高頻逆變電路開(kāi)關(guān)管MOSFET的移相控制。12位A／D轉換器采集可以實(shí)現電壓和電流采樣并滿(mǎn)足采樣數據精度的要求。利用56F803型DSP中定時(shí)器的捕獲功能可以精確計算相位差大小，實(shí)現系統的頻率跟蹤控制。串行外設接口SPI與MCl4489配合使用可以實(shí)現對5位半數碼管的控制．從而實(shí)現系統頻率和功率的顯示。另外，56F803還支持C語(yǔ)言與匯編語(yǔ)言混合編程的SDK軟件開(kāi)發(fā)包．可以實(shí)現在線(xiàn)調試。

驅動(dòng)電路采用IR21lO型驅動(dòng)模塊．它具有集成度高，響應速度快(tar/taff=120 ns／94 ns），偏值電壓高(600 V),驅動(dòng)能力強，成本低和易于調試等優(yōu)點(diǎn)。IR2110是基于自舉驅動(dòng)原理的功率MOSFET驅動(dòng)電路．驅動(dòng)信號延時(shí)為納秒級，開(kāi)關(guān)頻率可以從數十赫茲到數百千赫茲。同時(shí),IR2110還具有比較完善的保護功能(如欠壓檢測、抗干擾、外部保護閉鎖等)。一個(gè)IR2110可以同時(shí)驅動(dòng)單橋臂的上下二個(gè)MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制電源就可以實(shí)現一個(gè)橋臂MOSFET 的驅動(dòng)控制，這樣大大減小了驅動(dòng)電路的體積和成本。

3　系統的控制策略

超聲波電源系統采用頻率跟蹤和功率調節相結合的控制策略，從而使發(fā)生器在輸出最大功率時(shí)可達到最高效率。此種控制策略主要通過(guò)控制PWM的周期(也就是控制開(kāi)關(guān)頻率)和PWM控制波形的移相角來(lái)實(shí)現。

3．1　頻率跟蹤控制的實(shí)現

采用鎖相法實(shí)現頻率跟蹤控制。使用KT20A/P型電流傳感器和KV20A／P型電壓傳感器分別檢測換能器二端的電壓和電流，經(jīng)過(guò)滯環(huán)控制得到電壓和電流的方波信號，如圖3所示。該滯環(huán)的回差為lV。然后，對二路方波信號經(jīng)過(guò)異或門(mén)和D觸發(fā)器得到相位差波形和相位差符號。相位差波形送入DSP的捕獲口,計算出相位差大小T，相位差符號送入GPIOA7口．獲得符號標志量flag。當T≠O，flag=o時(shí)，表示電壓超前電流。此時(shí)，應該減小開(kāi)關(guān)管的頻率f；當T≠O，flag=l時(shí)，表示電壓滯后電流，此時(shí)，應該增加開(kāi)關(guān)管的頻率f,然后把頻率量轉化成時(shí)間量附給DSP模值寄存器,從而改變輸出PWM信號的周期。

3．2　功率控制的實(shí)現

為了使高頻逆變電路的輸出功率滿(mǎn)足換能器所需要的額定功率，要采用功率控制電路，即采集直流側的電流信號與給定的電流值進(jìn)行比較,并對偏差進(jìn)行數字PI調節，從而改變移相控制波形的移相角．進(jìn)而改變高頻逆變電路的輸出電壓。

采集直流側的電流來(lái)實(shí)現功率控制的主要原因是通過(guò)換能器的電壓和電流是交流，需要檢波、濾波等處理過(guò)程才能檢測到,這樣比較困難。而直流側電壓是直流量,基于這種考慮,采用了檢測直流側電流的方法。采用增量式數字PI運算減小偏移量,從而達到無(wú)靜差控制。直流側電流實(shí)時(shí)跟蹤給定電流,改變軟開(kāi)關(guān)控制信號的移相角,從而改變高頻逆變電路的輸出電壓，當移相角增大時(shí)輸出電壓也增大,所以高頻逆變電路最終會(huì )輸出換能器所要求的功率。

3．3　周期分段實(shí)現移相控制

本系統的開(kāi)關(guān)采用占空比為50％的PWM信號移相控制。傳統移相控制方法有二種：一種是采用UC3875產(chǎn)生移相控制波形．但電路復雜，不便于調試。精度低：另一種是采用單片機，這種方法大部分采用正弦表產(chǎn)生移相波形，程序冗長(cháng)、復雜、可讀性差。本系統采用周期分段控制方法實(shí)現移相控制波形。在每個(gè)PWM周期中把開(kāi)關(guān)管的控制波形分為4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于計數器PWMVAL的值。變量Count代表輸出的是第幾段波形,當Count=l或Count=3時(shí)．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)賦給模值寄存器。當Count=l時(shí),PWM模塊的0通道和3通道分別輸出高電平和低電平。當Count=3時(shí)．PWM模塊的0通道和2通道分別輸出低電平和高電平；當Count=2或Count=4時(shí)．把波形Ⅱ或IV的模值MODULO 2(Ⅱ和IV的模值相同)賦給模值寄存器．當Count=2時(shí)，PWM模塊的O通道和3通道都輸出高電平。當Count=4時(shí)．PWM模塊的0通道和2通道都輸出低電平。然后，按照上述方式循環(huán)輸出波形，如圖4所示程序框圖。

圖5為主程序框圖。在程序中，頻率跟蹤部分出現相位差時(shí)，先給頻率賦一個(gè)較大步長(cháng)(m=100)．然后隨著(zhù)相位差的減?。饾u減小步長(cháng)．直到相位差為零。

4　實(shí)驗結果分析

上述超聲波電源的主要參數是直流側電壓270 V；開(kāi)關(guān)頻率fS=20 kHz；高頻變壓器匝比K=38：15；諧振電感Lf=3 mH；換能器采用工作頻率為20 kHz．內阻為10Ω ,電容為12 000pF，最大輸出功率為l 500 W。

圖6(a)給出逆變橋輸出電壓和電流實(shí)驗波形。

圖6(b)是Q1管控制波形和漏一源極間電壓實(shí)驗波形?？梢?jiàn)，當控制信號使開(kāi)關(guān)管導通時(shí)。其漏極和源極之間的電壓已經(jīng)為零,實(shí)現了開(kāi)關(guān)管零電壓導通

圖6(c)是換能器二端電壓實(shí)驗波形。換能器處于固有頻率諧振狀態(tài)時(shí)為純阻性負載，所以二端電壓為正弦。

5　結束語(yǔ)

采用頻率跟蹤和功率協(xié)調控制的數控式新型超聲波電源具有以下特點(diǎn)：

(1)采用帶輔助電路、電流增強型的ZVS全橋變換器．實(shí)現了所有開(kāi)關(guān)管的ZVS；(2)實(shí)現