數字控制級聯(lián)式雙向DC-DC變換器的研究

雙向DC-DC變換器具有雙向能量流動(dòng)的能力, 是典型的“一機兩用”設備,目前研究的幾種BDC 拓撲存在下面的幾個(gè)缺陷：（1）隔離型Buck/Boost BDC 因含有的隔離型Boost 變換器，存在開(kāi)關(guān)管電壓尖峰大的問(wèn)題，難以抑制；（2）移相式BDC 通過(guò)變壓器漏感（或少量串聯(lián)電感）傳遞能量，存在環(huán)流能量大的問(wèn)題，不適于寬調壓范圍應用；（3）反激式BDC 采用耦合電感傳輸能量，限制了傳輸功率等級；（4）Cuk 型BDC 和Sepic/Zeta型BDC 由于其電路拓撲比較復雜，且能量傳輸過(guò)程環(huán)節較多，實(shí)際應用較少。

近年來(lái), 隨著(zhù)DSP等數字處理器芯片的快速發(fā)展，相對于模擬控制而言，數字控制的優(yōu)點(diǎn)越來(lái)越突出。數字化處理和控制，可避免模擬信號傳遞的畸變、失真，減少雜散信號的干擾；用軟件形式的數值計算實(shí)現模擬硬件電路的功能，因此控制電路的硬件結構可以簡(jiǎn)化，外圍器件數目可以減少；數字電源基本不受元件性能變化的影響，電源一致性好，可靠性高.

因此,基于上述內容,本文提出了構建于LF2407型DSP控制的硬件平臺之上的由Buck/Boost 電路和雙向半橋直流變換器構成的級聯(lián)式雙向DC-DC變換器,它具有的優(yōu)點(diǎn)是：（a）兩部分可分別優(yōu)化設計；（b）功率密度高；（c）兩部分變比的倍乘關(guān)系，適用于大變比變換的應用場(chǎng)合； (d)簡(jiǎn)化系統硬件設計、減少了元件數量、改善了系統可靠性。同時(shí),本文研究了一種適用于Boost變換器的無(wú)源軟開(kāi)關(guān)電路,利用諧振實(shí)現開(kāi)關(guān)管的ZVS。

2雙向DC-DC變換器基本結構及工作原理

圖 1 級聯(lián)式雙向DC－DC變換器主電路

由圖1可以看出，前級采用雙向半橋DCT，后級采用不隔離Buck/Boost BDC。在Buck/Boost電路中增加了無(wú)源軟開(kāi)關(guān)電路. 升壓模式下的工作過(guò)程分為9個(gè)模式. 其中電源為Uin,L1為儲能電感,續流二極管D5,濾波電容Cm構成了Boost變換器的主電路.電感L2,二極管D2,D3,D4, 電容C6,C7組成輔助電路.通過(guò)諧振電感L2實(shí)現S6的零電流開(kāi)通,諧振電容C7可以實(shí)現S6的零電壓關(guān)斷.由于濾波電感L1和輸出濾波電容Cm相對于諧振電感和電容大許多,并且軟開(kāi)關(guān)電路的工作過(guò)程很短,因此假定在輔助電路工作時(shí),流過(guò)L1的電流和輸出電壓Vo保持恒定.

模態(tài)1 模態(tài)2

模態(tài)3 模態(tài)4

模態(tài)5 模態(tài)6

模態(tài)7 模態(tài)8

模態(tài)9

圖 2 升壓模式下后級工作模態(tài)

模態(tài)1(t1tt2) t1時(shí)刻前,開(kāi)關(guān)管S6處于關(guān)斷,儲存于L1中的能量通過(guò)S5的反并二極管D5傳送到負載.當S6在t1時(shí)刻開(kāi)通后,流過(guò)D5中的電流線(xiàn)形減小,同時(shí)電感L2中的電流從零開(kāi)始增大.

模態(tài)2(t2tt3)當流過(guò)D5中的電流降到0以后,D3開(kāi)始導通.L2和C6,C7開(kāi)始諧振,C7中的能量通過(guò)C7-C6-L2-S6回路釋放.結果,L2中的電流包含了流經(jīng)L1中的電流和諧振電流.當諧振過(guò)程完成后,儲存在C7中的能量轉移至C6,C6的電壓上升到輸出電壓Vo.

模態(tài)3(t3tt4)當C7的電壓降至0以后,二極管D2導通,因此L2和C6通過(guò)D2和D3開(kāi)始諧振.隨著(zhù)L2中的電流的不斷減小,C6的電壓繼續升高.

模態(tài)4(t4tt5)當L2中的電流和L1中的電流相同時(shí),開(kāi)關(guān)管導通過(guò)程完成,C6和C7的電壓保持定值.此時(shí),變換器工作狀態(tài)和傳統的boost電路一樣.

模態(tài)5(t5tt6) 當開(kāi)關(guān)管S6在t5時(shí)刻關(guān)斷,流經(jīng)主功率管的電流完全轉移到C7和D2上.直至C7中的電壓增至輸出電壓Vo.

模態(tài)6(t6tt7) D4在t6時(shí)刻導通,電容C6通過(guò)D4放電.

模態(tài)7(t7tt8)當C7中的電壓上升至輸出電壓Vo時(shí),D3在t7時(shí)刻導通.流經(jīng)L2中的電流通過(guò)D3和D4傳至負載.從而,L2中的電流繼續減小.

模態(tài)8(t8tt9)當L2中的電流減小到0以后, L2中將不再有電流通過(guò)直到S6再次導通.

模態(tài)9(t9tt10) 當C6中的電壓在t8時(shí)刻降至0以后,另一個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài)開(kāi)始.反并二極管D5導通.

圖 3 升壓模式下關(guān)鍵波形

升壓模式工作(能量從Uin側流向Uo側)時(shí)，電感電流平均值為正.雙向半橋直流變換器中S1、S2、S3和S4相同固定占空比，且S1、S3和S2、S4互補導通。通過(guò)對S6的可控調節，從而實(shí)現升壓模式下的穩壓輸出。

降壓模式工作(能量從Uo側流向Uin側)時(shí)，電感電流平均值為負，與升壓模式時(shí)類(lèi)似。S1、S2、S3和S4的驅動(dòng)信號不變，封鎖S6的脈沖信號，受控開(kāi)關(guān)為S5。

3雙向DC－DC變換器的數字實(shí)現

圖4 DC－DC變換器數字控制系統流程

圖4為雙向變換器數字控制系統的流程圖，經(jīng)過(guò)AD轉換得到的電壓電流數字信號被送至數字信號處理器進(jìn)行PI調節。DPWM把控制信息轉化為PWM脈寬信號，通過(guò)對占空比的調節從而得到理想的輸出電壓和電流。

由于TMS320LF2407內部帶有ADC模塊，因此，輸出電壓值通過(guò)電壓LEM采樣反饋給DSP的ADC模塊，在A(yíng)D中斷程序里讀取采樣值，然后進(jìn)行數字PI調節，使輸出穩壓。

為了實(shí)現Boost和Buck模式的自由切換，必須對副邊電壓進(jìn)行采樣。當電壓高于特定值時(shí)，通過(guò)對Buck/Boost級開(kāi)關(guān)管的控制實(shí)現變換器的反向運行,從而給原邊的蓄電池進(jìn)行恒流充電。為了使電池容量恢復到100％，必須允許一定的過(guò)充電，過(guò)充電反應發(fā)生后，電池的電壓迅速上升，達到一定數值后，上升速率減小，然后電池電壓開(kāi)始緩慢下降。此時(shí)為了維持電池容量,須將均充改為浮充,即對蓄電池進(jìn)行恒壓充電,因此同樣要對蓄電池的電壓進(jìn)行采樣.

數字PI調節采用的是增量式PI控制,離散后的數字PI算法表達式為:

(a)

:比例系數; :積分系數; :本次誤差; :本次控制量輸出

依此類(lèi)推:

(b)

(a)-(b)得到增量式數字PI控制算法表達式如下:

(c)

式(c)中的 即為數字調節器輸出控制量的增量。

所以,最終輸出的控制量為:

(d)

主程序流程圖和ADC的中斷服務(wù)程序流程圖分別如圖5和圖6所示。

圖 5主程序流程圖

圖6 ADC的中斷服務(wù)程序流程圖

4實(shí)驗結果

根據上述主電路工作原理分析，為證實(shí)數字化控制方法的可行性，研制了一臺實(shí)驗樣機,開(kāi)關(guān)頻率為100kHz,所選用元器件參數如下:S1，S2 選用IRF460，S3,S4,S5和S6為IRFP150N。Uin為2節蓄電池串連(單個(gè)12V，50A·h／10h)；C1為470uF，C2,C3為220uF,C4,C5為2200uF,C6為500nF,C7w為10nF,Cm為100uF,Cf100uF,L1為86uH,L2為6uH.Dsp芯片用TMS320LF2407A，電壓采樣LEM為VSM025A，原邊額定電流1OmA，副邊對應電流25mA；電流采樣LEMCSM025LA，原邊額定電流25A，副邊對應電流25mA。

圖7 S6導通時(shí)的電壓電流波形

圖8 S6關(guān)斷時(shí)的電壓電流波形

圖9 S3，S4的gs和ds波形

圖10 S1，S2的gs和ds波形

圖11 恒流充電時(shí)電感電流采樣電阻電壓

5結論

本文通過(guò)對級聯(lián)式雙向DC-DC變換器原理的分析,并在數字控制的硬件基礎之上,實(shí)驗和驗證了文中所提到的控制方案的可行性和有效性。該方案簡(jiǎn)化了硬件電路,通過(guò)軟件實(shí)現了電路的穩壓輸出和對蓄電池的恒流恒壓充電。

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