新型DC-DC開(kāi)關(guān)轉換器設計：在DSP系統中延長(cháng)電池壽命

　　圖4. 通過(guò)MOSFET調節下面的反饋電阻器

　　一種較簡(jiǎn)單的方法可生成用于DVS的兩個(gè)不同的電壓，其使用控制電壓VC通過(guò)另外的電阻將電流注入到反饋網(wǎng)絡(luò )中。調節控制電壓的占空比可以改變其平均DC電平。因此使用一個(gè)控制電壓和電阻可以調節輸出電壓。下面的公式用于計算電阻R2、R3的值以及控制電壓幅度電平VC_LOW 和 VC_HIGH.

　　（1）

　　（2）

　　對于VOUT1 = 1.2 V， VOUT2 = 1.0 V， VFB = 0.8 V， VC_LOW = 3.3 V， VC_HIGH = 0 V， 和 R1= 49.9 kohm， R2 and R3可以如下計算

　　（3）

　　（4）

　　該方法產(chǎn)生了更加平滑的變換。不同于MOSFET開(kāi)關(guān)方法，能夠驅動(dòng)電阻負載的任何控制電壓均可用于該方案，而MOSFET開(kāi)關(guān)方法僅能夠用于驅動(dòng)電容負載的控制信號源。該方法可以適用于任何輸出電壓組合和輸出負載電流。因此，根據需要調整內核電壓，便可以降低DSP的功耗。圖5示出了使用該電流注入方法的兩個(gè)輸出電壓之間的變換。

　　圖5. 使用控制電壓 VC進(jìn)行ADP2102的動(dòng)態(tài)電壓調整

　　圖6. 通過(guò)控制電壓調節下面的反饋電阻器

　　降壓式DC-DC轉換器中的恒定導通時(shí)間谷值電流模式控制方案優(yōu)點(diǎn)

　　恒頻峰值電流控制方案使用兩個(gè)環(huán)路從高輸入電壓產(chǎn)生低輸出電壓，分別是電壓外環(huán)和電流內環(huán)。在控制信號和輸出信號之間存在最小相移，由此可以實(shí)現簡(jiǎn)單的補償。

　　測量流過(guò)NMOS主開(kāi)關(guān)的電感電流的典型方法是，當NMOS主開(kāi)關(guān)導通時(shí)檢測NMOS主開(kāi)關(guān)上的壓降，或者檢測輸入端和主開(kāi)關(guān)的漏極之間的串聯(lián)電阻上的壓降。在這兩個(gè)檢測方案中，電感電流檢測過(guò)程中出現在開(kāi)關(guān)節點(diǎn)上的寄生效應均能引發(fā)激振現象，因此在測量電感電流之前必須等待一段時(shí)間，即消隱時(shí)間。在低占空比操作過(guò)程中，這使得主開(kāi)關(guān)建立并保持導通的時(shí)間變少。圖A示出了主開(kāi)關(guān)上的電感電流和電流感測信號，其由消隱時(shí)間和導通時(shí)間構成。

　　圖A. 消隱時(shí)間指使用固定頻率的峰值電流模式控制方案的降壓降轉換器中的主開(kāi)關(guān)所能實(shí)現的最小導通時(shí)間

　　在低占空比操作過(guò)程中，即在輸出電壓比輸入電壓小很多時(shí)，主開(kāi)關(guān)的導通總是由內部時(shí)鐘控制的，而且與反饋回路無(wú)關(guān)，因此存在最小導通時(shí)間，其將電路操作限制在較高的開(kāi)關(guān)頻率。而且，由于建立時(shí)間的限制，在脈沖不夠寬時(shí)不能感測電流。消隱時(shí)間決定了主開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間，僅有很少的時(shí)間可用于電流感測。在諸如手機和媒體播放器的便攜式應用中，DSP內核需要0.9 V的輸出電壓。為了減小電感的尺寸以及解決方案的整體尺寸，應使用較高的開(kāi)關(guān)頻率。但是如果使用該控制方案，則在使用較高的開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，很難由較高的輸入電壓生成低占空比的電壓。

　　后沿調制控制方案的第二個(gè)缺點(diǎn)是其較差的瞬態(tài)響應。圖B示出了針對負載電流的正向變化和負向變化的瞬態(tài)響應的典型波形。便攜式應用中，在降低輸出電容器的尺寸和成本的同時(shí)必須能夠實(shí)現很快的瞬態(tài)響應。在輸出端出現負載電流的正向階躍增加時(shí)，輸出響應可能延遲一個(gè)時(shí)鐘周期。在負載電流的負向階躍減小的情況中，轉換器強行給出最小寬度高邊導通時(shí)間，其由電流控制環(huán)的速度確定。因此在負向負載瞬態(tài)變化的過(guò)程中，不可能實(shí)現最小延遲響應，而且還將發(fā)生嚴重的過(guò)沖和下沖瞬態(tài)現象。為了減少該現象，必須將額外的電容添加到輸出端。

　　圖B. 峰值電流模式控制的正向和負向負載電流響應

　　在固定頻率下操作的峰值電流控制轉換器的第三個(gè)缺點(diǎn)是，當占空比大于50%時(shí)，電路是不穩定的（圖C），導致發(fā)生分頻諧波振蕩，這將使平均輸出電流下降并且使輸出電流波紋增加。對于大于50%的占空比，電感電流的增長(cháng)量（ΔIL1）隨著(zhù)時(shí)間變大，導致了I2較大的增長(cháng)量（ΔIL2）。為了解決這一問(wèn)題，需要進(jìn)行斜坡補償，這增加了設計復雜度。典型的斜坡補償方法是將外部斜坡信號添加到電感電流信號。

　　圖C. 固定頻率峰值電流控制轉換器在占空比大于50%時(shí)存在不穩定的問(wèn)題

　　使用恒定導通時(shí)間谷值電流模式控制方案可以解決上面的問(wèn)題。該方案被稱(chēng)為前沿調制，其中主開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間被設計成固定的，基于谷值電流感測信號調制關(guān)斷時(shí)間，并且調節開(kāi)關(guān)周期，使其等于導通時(shí)間加上關(guān)斷時(shí)間。該架構能夠提供主開(kāi)關(guān)的最小導通時(shí)間，有助于在高頻下進(jìn)行操作，因此可以容易地由較高的輸入電壓產(chǎn)生較低電壓輸出。

　　在低電壓DC-DC降壓轉換器中，主開(kāi)關(guān)僅在10%的時(shí)間中是導通的，而同步開(kāi)關(guān)在剩余的90%的時(shí)間中導通。這使得低邊開(kāi)關(guān)電流比主開(kāi)關(guān)電流更容易進(jìn)行采樣和處理。

　　與檢測電感峰值電流以確定主開(kāi)關(guān)電流不同，在主開(kāi)關(guān)的關(guān)斷時(shí)間中對電感谷值電流采樣。谷值電流感測方案加上恒定導通時(shí)間設計一起減少了回路延遲，因此能夠實(shí)現更快的瞬態(tài)響應。

　　Ray Ridley（進(jìn)一步閱讀文獻3）提出了這樣一種觀(guān)點(diǎn)，當外部斜坡等于電流信號的下降斜坡時(shí)，恒定頻率控制的電流回路增益與恒定導通時(shí)間系統的電流回路增益相同。因此，對于恒定導通時(shí)間控制，回路增益相對于占空比保持不變，可以確保在所有條件下都是穩定的。相反地，在恒定頻率峰值電流控制方案中，回路增益隨著(zhù)占空比的增加而增加，如果使用的外部斜坡時(shí)間不夠，則可能導致系統不穩定。

　　恒定導通時(shí)間可變關(guān)斷時(shí)間轉換器能夠在不使用斜坡補償的情況下克服占空比大于50%時(shí)使用固定頻率操作不穩定的問(wèn)題。如果負載電流增加，則周期開(kāi)始前和周期結束時(shí)的干擾是相同的，因此轉換器保持在穩定狀態(tài)，而這與占空比的狀態(tài)無(wú)關(guān)。由于該架構中不使用固定的時(shí)鐘，因此斜坡補償是多余的。

　　恒定導通時(shí)間谷值電流控制的一個(gè)顯著(zhù)優(yōu)點(diǎn)是限制降壓轉換器中的短路電流的能力。當降壓轉換器的輸出短路且高邊開(kāi)關(guān)導通時(shí)，輸出電壓變?yōu)榱?，并且電感上的壓降等于VIN。電感電流在 tON時(shí)間內迅速增加。電感放電時(shí)間tOFF由VOUT/L確定，VOUT被短路，因此tOFF也增加，。在電流下降到所需的谷值電流限制之前，高邊開(kāi)關(guān)不會(huì )再次導通。因此，該控制方案在短路條件下僅能傳遞固定的最大電流。