控制驅動(dòng)同步整流簡(jiǎn)介

在研究了自驅動(dòng)同步整流技術(shù)之后，我們來(lái)關(guān)注控制驅動(dòng)的同步整流，控制驅動(dòng)的同步整流技術(shù)比自驅動(dòng)通常要復雜一些。當然，控制驅動(dòng)技術(shù)能克服自驅動(dòng)技術(shù)的所有局限，消除體二極管導通，使用精確時(shí)間控制電路可減小反向恢復損耗，更進(jìn)一步，柵驅動(dòng)電壓可設置在最佳電平以使RDS（ON）最小。以及將柵驅動(dòng)也減至最小，柵驅動(dòng)電壓可由線(xiàn)路電壓獨立地調整穩定。所有這些都來(lái)自增加控制復雜程度后的成本提升。

　　了解了自驅動(dòng)同步整流的局限，開(kāi)始畫(huà)出同步整流柵驅動(dòng)所希望的波形，并給出可能的控制信號。圖1示出兩個(gè)同步整流的柵-源電壓，漏-源電壓。同時(shí)給出初級側MOSFET的源漏電壓及PWM IC的控制信號。

　　注意：PWM控制信號為初級側為初級側及次極側兩者。它們在圖1中沒(méi)有差別。

　　為什么驅動(dòng)整流的同步整流MOSFET QF要用PWM信號，而驅動(dòng)回流MOSFET QR用PWM的倒相信號？答案在于：首先在PWM控制信號和功率級電壓，電流變化之間有時(shí)間間隔。當PWM控制信號在二次側出現時(shí)，比功率級電壓，電流的變化要提前很多時(shí)間。當然，如果PWM控制信號以初級側時(shí)間參考，它也必須跨過(guò)隔離邊界。且取決于它如何從初級傳輸至次極。結果是二次側信號可能早到，也可能延遲到達。還有，如前所述，它可能成為兩個(gè)同步整流MOSFET通道所希望的時(shí)間間隔。但不幸的是，我們需要兩個(gè)柵驅動(dòng)信號之間有些重疊。當兩個(gè)整流元件導通時(shí)。該時(shí)間間隙也會(huì )隨線(xiàn)路電壓及寄生電容及電感的變化而改變?？赡艿淖罴呀鉀Q變法就是使用功率級信息來(lái)決定何時(shí)整流MOSFET導通。檢查圖1，緊靠QF即將導通，此刻實(shí)際其源漏電壓已經(jīng)到0V。這就允許磁化電流從體內通道流過(guò)，替代了體二極管，消除了體二極管的功耗，如果QF此時(shí)導通，在初級側MOSFET Q1導通時(shí)，它仍舊導通，而QF的關(guān)斷，則與Q1的關(guān)斷同步進(jìn)行。

圖1 控制驅動(dòng)同步整流的波形

　　QR的控制需要與被整流的變壓器電壓同步。隨著(zhù)由QF整流的變壓器電壓降到0V，QR需盡快地導通。最理想的就是QR的柵源電壓立即達到開(kāi)啟閾值。而且QR的源漏電壓盡快降到0。這就使得QR的體二極管僅導通極短的時(shí)間。而QR的關(guān)斷則處于非常不同的狀態(tài)。在自驅動(dòng)技術(shù)中，QR的通道關(guān)斷系隨QF的源漏電壓諧振到QR閾值電壓以下時(shí)動(dòng)作的，流過(guò)QR通道的電流現在必須通過(guò)體二極管，而此時(shí)Q1導通，會(huì )有一個(gè)較大的反向恢復損耗，用控制驅動(dòng)法做同步整流其目標就是要用有源控制QR關(guān)斷的方法來(lái)減小體二極管的導通時(shí)間。