用二極管整流的正激變換器簡(jiǎn)介

用二極管整流的正激變換器

　?。?）、變壓器復位選擇

　　在討論同步整流之前，看看用二極管整流的正激變換器是有意義的，正激拓撲基本的功率級示于圖1。

　　這里有幾種可能的復位方法示于圖2。

　　這些技術(shù)都是要使變壓器磁化電流在主開(kāi)關(guān)Q1關(guān)斷時(shí)復位。方法及磁化電流幅度復位是不同的。通過(guò)諧振電容的反向磁化電流幅度起始要等于Q1的Coss加上DF的結電容。該負向值要等于峰峰磁化電流的一半。R-C-D箝位與之非常相似，除非它是箝制電壓，其能驅動(dòng)變壓器的反向磁化電流。

　　因此，在R-C-D箝制中，磁化電流將在正、負峰值之間循環(huán)，而不必讓其磁化電流一半的峰-峰值相等。傳統的第三繞組復位技術(shù)，磁化電流首先由其復位到0，但在磁化電感及Q1的Coss之間的諧振將驅動(dòng)磁化電流的反向，該反向的磁化電流將在同步整流工作于正激拓撲時(shí)起到重要作用。

　　在R-C-D箝位的正激變換器中，初級MOSFET Q1的源漏電壓波形及變壓器磁化電流波形示于圖3。

圖3 一次MOS漏源電壓和變壓器磁化電流波形

　　兩個(gè)時(shí)段內的實(shí)際狀態(tài)讓我們感興趣。第一個(gè)時(shí)段從t1到t2，此刻變壓器漏感與初級側的電容諧振。其次時(shí)段從t5到t0。

　　在t1初級MOSFET漏電壓達到輸入電壓。在此時(shí)，二次側電流流過(guò)正向二極管DF，并且變壓器初級及次級繞組兩者都是0電壓。t1之后，回流DR開(kāi)始導通流過(guò)電流，且DF中的電流開(kāi)始減小，所以整個(gè)流過(guò)兩二極管的電流等于電感電流，隨著(zhù)DR開(kāi)始流過(guò)電流，變壓器二次側因兩二極管都導通而短路。因其二次側繞組短路，在變壓器漏感與初級側電容諧振期間，其磁化電流是恒定的。由于此諧振，變壓器初級電流從磁化電流的峰值加上折算的電感電流減小至磁化電流峰值。二次側電流從峰值電感電流減至基本上為零。由于初次級電流在諧振期間的變化，在初級側MOSFET漏電壓上看起來(lái)，如同電流從DF轉至DR在半個(gè)諧振期間完成。在t2時(shí)刻DF上的電壓開(kāi)始諧振，而DF則被反向偏置。換種方法說(shuō)，整流器之間的電流傳輸是由整個(gè)變換器的漏感及初級電容控制的。由二次側來(lái)看，這就在初級邊的柵驅動(dòng)信號及跨過(guò)DF的諧振電壓之間增加了一個(gè)延遲。

　　詳細研究一下從t5~t0的時(shí)間間隔是非常重要的。特別是在正激拓撲中使用同步整流時(shí)，正如前面所述，變壓器在此時(shí)刻有一個(gè)負向磁化電流，也即電流從圖1中打點(diǎn)端子處流出。識別這一點(diǎn)，即初級側此電流不能流出，而磁化電流就必須在二次側通過(guò)DF流出。在t5時(shí)，初級側開(kāi)關(guān)漏電壓已諧振到輸入線(xiàn)路電壓值，并被正向二極管箝制，可流過(guò)磁化電流。因此，正向二極管導流磁化電路，在此關(guān)注的時(shí)間間隔內，直到初級側MOSFET在t0時(shí)再次導通。

　　初級側MOSFET漏極電壓及變壓器磁化電流的實(shí)驗波形示于圖4。圖5展示出變壓器初級，次極電流波形與初級MOSFE源漏電壓波形。

圖4 一次MOS漏源電壓和變壓器磁化電流 圖5MOS漏源電壓和一、二次側電流

　　（2）整流器反向恢復及導通損耗

　　在Q1開(kāi)始導通之前，電感電流通常系經(jīng)DR流過(guò)，其結電容儲存充電電荷，由于該電荷不能立即移去，因此陽(yáng)極到陰極的電壓仍將在Q1導通時(shí)一樣存留，輸入電壓加在變壓器漏感上，而且DR中電流會(huì )減少，減少速率取決于輸入電壓及漏感值。輸入電壓幅度及變壓器漏感決定了DR中的DI/DT因此，也就決定了DR的反向恢復時(shí)間。DR中儲存電荷移去之后，變壓器漏感與DR的結電容諧振。

　　正向二極管也表現出反向恢復特性，這出現在圖3中的t2時(shí)刻，電流從DF傳至DR之后立即出現。如早期討論的，DF及DR中的DI/DT系由變壓器漏感與初級側電容所決定。由于正向二極管DF中電流會(huì )衰減到0。所以DI/DT幅度會(huì )減小，這使得DF的反向恢復損耗少于DR的損耗，肖特基二極管天然具有極好的反向恢復特性。且當其用于DF時(shí)，反向恢復將不用給予考慮，但是當用了MOSFET放于DR及DF處時(shí)，其體二極管的拙劣的反向恢復特性就會(huì )變得非常明顯。