電流源設計小Tips（一）：如何選擇合適的運放

　　圖8

　　很奇怪為什么用1W的電阻，R里通常不走電流，做過(guò)音響功放的應該有點(diǎn)體會(huì )，這里不再詳述。

　　本次增加成本：

　　3 Ohm/1W水泥/碳膜/金屬膜電阻 1只 單價(jià)0.20元 合計0.20元

　　合計成本：3.20元

　　負載的問(wèn)題已經(jīng)完成，好像還缺電容沒(méi)有討論，給個(gè)公式CV=It，考慮考慮看。電流源不太怕電容的。

　　這兩部分關(guān)于負載的問(wèn)題，大家好像都不太感覺(jué)興趣，與烙鐵太遠了。

　　其實(shí)都是學(xué)校里很少見(jiàn)到的，工程上優(yōu)先考慮的事項。

　　模電老師自己沒(méi)做過(guò)東西的，自然不會(huì )給講這個(gè)，這就是為什么學(xué)校作品通常很難變成產(chǎn)品的原因。

　　實(shí)際的運放：

　　模型說(shuō)了這么多，還沒(méi)和實(shí)際的沾上邊兒，這一部分將考慮實(shí)際器件。

　　通常的運放最高能輸出35mA（我見(jiàn)過(guò)的，勿疑），而且到達最大輸出電流時(shí)，運放幾乎進(jìn)入飽和狀態(tài)，已失去大多數可圈可點(diǎn)的性能。

　　當然，功率運放可輸出5A以上的電流，但功率運放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有興趣的壇友可查看LM1875的datasheet，其余類(lèi)推。

　　由于功率運放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推薦單獨使用。

　　一般而言，依照運放自身的設計原則，運放輸出電流應盡量控制在1mA以?xún)?，否則：

　　1. 加上自身偏置電流，運放可能發(fā)熱，造成輸出漂移。

　　2. 由于集電極/發(fā)射極串聯(lián)電阻的作用，大電流輸出造成運放輸出級狀態(tài)不佳，主要是VCE過(guò)低，IC過(guò)大，造成電流增益下降，具體參見(jiàn)任意NPN/PNP datasheet中的輸出特性曲線(xiàn)。

　　3. 加重中間級負載，造成運放對高頻大信號的響應能力下降。

　　對于大于1mA的電流，應該擴流。

　　圖9

　　擴流方法很多，最常見(jiàn)方法如下：

　　1. 使用現成的單位增益緩沖器：

　　例如LT1010，最大輸出150mA。

　　2. 參照運放內部電路：

　　擴流最簡(jiǎn)單的辦法是共集電級乙類(lèi)推挽輸出級，就是NPN和PNP構成的射隨器組合，對于20V/100mA而言須選擇10W左右的中功率管。實(shí)際是第一種方法的簡(jiǎn)化方法。

　　3. 使用具有電壓增益的功率運放電路擴流：

　　這是一種豪華的方法，具有相當好的動(dòng)態(tài)性能，很多Agilent高級系統儀器均采用這種方法，當然功率運放是分立的。由于擴流電路具有電壓增益，因此對運放的SR要求降低，整體電路的直流性能決定于運放，克服了功率運放的VOS問(wèn)題。但這種電路調試比較麻煩，容易振蕩，需要設計者經(jīng)驗豐富。

　　顯見(jiàn)，考慮性?xún)r(jià)比，如果只考慮將電流源作為穩定驅動(dòng)，而不考慮動(dòng)態(tài)性能（例如脈沖電流源），第2種方法是相當好的選擇。

　　一定有人推薦，最好使用甲乙類(lèi)輸出以避免交越失真，也可，但對直流源實(shí)無(wú)必要。

　　圖10

　　上述電路都可工作于I、II、III、IV象限。針對一般的用途，事實(shí)上需要四象限均可工作的電流源的場(chǎng)合非常少，通常只需I象限工作即可（Io》0、Vo》0），如果不考慮動(dòng)態(tài)性能，可將推挽輸出級PNP一側去掉，簡(jiǎn)化為單臂輸出。

　　這次的簡(jiǎn)化犧牲了輸出電流下降沿性能，但對于直流穩定源無(wú)大礙。

　　壇友可參考Agilent 36xx系列用戶(hù)手冊，下降沿和上升沿響應速率的巨大差異。36xx均為單臂電源。

　　圖11

　　圖中運放使用了雙電源。運放可單電源也可雙電源工作，推薦使用雙電源，原因如下：

　　1. Aopen（Vin+-Vin-）=Vo是運放的基本公式，通常認為Aopen無(wú)窮大，但實(shí)際運放最高不過(guò)140dB（icl7650），有的運放甚至只有幾千（TL061）。

　　變換公式得到（Vin+-Vin-）=Vo/Aopen，一定記住，其中所有的電壓都是以雙電源中點(diǎn)為參考地。而（Vin+-Vin-）就是運放誤差。

　　單電源工作時(shí)，Vo=1/2Vcc時(shí)才能達到誤差最小，雙電源工作時(shí)Vo=1/2（Vcc-Vee）=0時(shí)誤差最低，相對而言，后者更好把握，此問(wèn)題在后面有實(shí)際應用方法解決。

　　2. 即使軌到軌運放也無(wú)法達到輸入/輸出絕對到軌，因此需要輸入/輸出為0時(shí)會(huì )出一些令人煩惱的問(wèn)題，使用雙電源可避免這些問(wèn)題，從而集中精力考慮重點(diǎn)。

　　還存在的一些問(wèn)題：

　　電路基本成型了，還有什么問(wèn)題？

　　一般而言，設計到這個(gè)地步，設計工作可到一段落。然而仔細分析，仍有不甚完美之處。

　　普及知識：電流源和電壓源都是互補對應的。首先看看電壓源：

　　1. 對電容性負載敏感，對電感比較無(wú)所謂。

　　2. 有最大電流限制，短路時(shí)輸出電流受電壓源的電源的電流能力限制。

　　3. 負載并聯(lián)在輸出端和地之間。

　　對應于電流源：

　　1. 對電感性負載敏感，對電容比較無(wú)所謂

　　2. 有最大電壓限制，開(kāi)路時(shí)輸出電壓受電流源的電源的電壓能力限制。

　　3. 。。。

　　第3點(diǎn)是個(gè)問(wèn)題，已經(jīng)得到的電流源的負載接在輸出端和采樣電阻之間，而且參與反饋，因而造成如下問(wèn)題。

　　1. 負載調節率

　　試想負載的變化范圍由0—100 Ohm，運放輸出端電壓需要在1到10V之間變化，根據前面運放誤差分析，10V與1V對應的（Vin+-Vin-）相差10倍。如果運放為T(mén)L061（Aopen=6000），輸入誤差在1V/6000—10V/6000之間變化，即0.16mV—1.6mV，對應Vsample=300mV的情況，電流誤差為0.05%—0.5%，因此0—100 Ohm范圍內的負載調整率為0.45%，很可觀(guān)。通常的商品電源負載調整率不會(huì )超過(guò)0.01%。

　　當然換好一點(diǎn)的運放，例如OP07（增益1000000），會(huì )好的多，負載調整率為0.003%?；究梢院雎?。

　　然而，如果可以用好一些，就盡量用好一些。即使是便宜的OP07，也盡量發(fā)揮出它應有的指標。

　　為何要一味追求負載調整率，其實(shí)負載調整率對應的就是電流源的并聯(lián)內阻，負載調整率越小，并聯(lián)內阻越高，其分流越小，電流源性能越好。

　　對應于電壓源，負載調整率對應的是電壓源的串聯(lián)內阻，負載調整率越小，串聯(lián)內阻越小，其分壓越小，電壓源性能越好。

　　2. 輸出電壓無(wú)法達到20V

　　老實(shí)話(huà)，為什么命題選擇20V，就是要在這里說(shuō)明問(wèn)題。大多數的運放雙電源時(shí)推薦最大電源電壓為+/-15V，當然也有OP07（極限+/-22V）家族可以到達+/-20V。

　　即使使用OP07，在+/-20V下工作，輸出最高電壓不過(guò)+/-18V，因此NPN的E，即電流源輸出端的最高電壓為17.4V，算上Vsample=300mV，電流源能達到的輸出電壓為17.1V。況且中功率NPN的電流增益不過(guò)幾十，因此一定會(huì )使用達林頓組態(tài)，減小運放負載，又會(huì )去掉0.6V，最高輸出電壓壓縮到16.5V。

　　當然，會(huì )有建議采用非對稱(chēng)雙電源，例如+30V -5V，可使輸出電壓達到20V以上。

　　如果不得已，這樣的配置是可用的。然而基于以下的原因：

　?。?）如果Vin+端電壓很接近0V，運放輸入級晶體管會(huì )工作在不太舒服的狀態(tài)，VCE過(guò)小，導致電流增益下降，造成運放Aopen下降和輸入偏流增大。

　?。?）Aopen下降也會(huì )造成負載調節率指標下降。

　　一般不推薦相差懸殊的非對稱(chēng)雙電源應用。單電源是非對稱(chēng)雙電源的極端，因此與雙電源相比性能會(huì )打很大折扣。這就是為什么早期的運放均不推薦單電源的原因。但手持設備的出現對單電源應用有巨大促進(jìn)作用，現代單電源運放作過(guò)很大改進(jìn)，例如軌到軌，但價(jià)格也高得多，在不損失其他性能的前提下，價(jià)格通常是普通運放的幾倍。

　　對于上述問(wèn)題，這個(gè)電流源的架構無(wú)法確切的完全的解決，必須改變架構。

　　利用三極管的鏡像原理（IB約等于0，IC=IE），可將負載請出反饋回路，移到電源和C之間，也就達到了與電壓源的對應：“負載串聯(lián)在輸出端和電源之間”。