電路測試主要運算放大器參數

1979 年 1 月，《電子測試》發(fā)表了一篇文章稱(chēng)，一款單個(gè)測試電路可“執行對任何運算放大器全面檢查所需的所有標準 DC 測試”。單個(gè)測試電路在那個(gè)時(shí)候可能夠用，但今天并非如此，因為現代運算放大器具有更全面的規范。因此，單個(gè)測試電路不再包攬所有 DC 測試。

現在經(jīng)常使用三種測試電路拓撲對運算放大器 DC 參數進(jìn)行工作臺及生產(chǎn)測試。這三種拓撲為 (1) 雙運算放大器測試環(huán)路、(2) 自測試環(huán)路(有時(shí)稱(chēng)故障求和點(diǎn)測試環(huán)路)和 (3) 三運算放大器環(huán)路。您可使用這些電路測試 DC 參數，其中包括靜態(tài)電流 (IQ)、電壓失調 (VOS)、電源抑制比 (PSRR)、共模抑制比 (CMRR) 以及 DC 開(kāi)環(huán)增益 (AOL)。

靜態(tài)電流

靜態(tài)電流是指器件輸出電流等于零時(shí)其所消耗的電流。盡管 IQ測試看起來(lái)相當簡(jiǎn)單，但也必須注意確保良好的結果，尤其是在處理極高或極低 IQ部件時(shí)。圖1是可用來(lái)測試 IQ及其它參數的三種實(shí)用電路，其必須考慮若干負載電流情況。這包括測試環(huán)路中的反饋電流。實(shí)際上，反饋電阻器 Rf也能給器件帶來(lái)負載，影響 IQ測量。

圖 1.這三款電路可用來(lái)測量靜態(tài)電流 (IQ) 。

我們以測試OPA369運算放大器為例來(lái)說(shuō)明這些電路。該部件的最大靜態(tài)電流是每通道 1μA。最大輸入失調電壓為 750μV。圖 1 中的雙運算放大器環(huán)路電路可為被測試器件的輸出提供 750.75mV 的電壓。這種輸入電壓可使 Rf通過(guò) 15μA 的電流。該電流來(lái)自電源，會(huì )給任何測量增加誤差。因此在進(jìn)行 IQ測量之前，必須采取措施確保輸出電流真的等于零。

自測試電路不是測量極低靜態(tài)電流的最高效電路，因為輸出必須提供反饋電流。在該實(shí)施過(guò)程中，輸出必須根據增益后的電壓失調 VOS調整(并非易事)，或者需要斷開(kāi)以上原理圖中的 50Ω 電阻器，以消除反饋電流。雙放大器環(huán)路可通過(guò)增加另一個(gè)放大器來(lái)達到零輸出要求。精心選擇低輸入偏置電流環(huán)路放大器，可使輸出電流產(chǎn)生的誤差非常小。

此外，三運算放大器環(huán)路也可幫您測量 IQ，但要注意被測量器件輸出端的 1MΩ 電阻器，這將成為一個(gè)問(wèn)題，因為無(wú)論測量哪種參數，它總是一個(gè)寄生負載。如果測量輸出負載電流，該電阻器就代表一個(gè)附加負載。此外，還必須考慮該電阻器的噪聲問(wèn)題，在 0.1Hz 至 10kHz 的頻率下 1MΩ 電阻器的噪聲為 85μVp-p。使用 100kΩ 電阻器可將噪聲降低至 27μVp-p。因此，降低電阻器值可降低噪聲，但被測量器件輸出端的寄生電阻器負載隨后會(huì )更明顯。

電壓失調

VOS測試是測量運算放大器大多數其它 DC 技術(shù)參數的基礎。因此要格外注意測試電路，以確保在測試其它參數時(shí)電路也能良好工作。如果沒(méi)有選擇好該測試配置，會(huì )影響到其它 DC 測量。

VOS的定義方式有多種，常見(jiàn)方式包括：“無(wú)輸入信號或無(wú)電源電阻時(shí)提供零輸出電壓所需的差分 DC 輸入電壓”(參考資料 2)，或者“在任一輸入端至接地的路徑中無(wú)其它輸入信號及電阻為零時(shí)提供零輸出電壓所需的差分 DC 輸入電壓”(參考資料 3)。另一種定義方式為“在輸入偏置電流為零時(shí)在運算放大器輸出端提供零電壓所需的差分 DC 輸入電壓”，這是測量輸入失調電壓的理想理論方法，并不具有實(shí)踐意義，因為零輸入偏置電流的運算放大器并不存在。

根據以上定義，您既可將低輸出、高精度、高分辨率的可變電壓電源連接至運算放大器的輸入端，也可調節輸入電壓，直到輸出電壓為零。那么輸入失調電壓就只是所應用輸入電壓的反選。

這種方法存在兩個(gè)嚴重問(wèn)題。在測試具有極高開(kāi)環(huán)增益的運算放大器時(shí)，必須確保電壓電源的分辨率小于 1 微伏才能保證獲得任意程度的可重復性。此外，還必須使用迭代接近法使輸出電壓為零。系統中的噪聲會(huì )耦合到電壓電源和運算放大器中，使高速自動(dòng)化測試環(huán)境下的測量和控制幾乎無(wú)法實(shí)現。

圖2.使用該電路測量電壓失調 VOS。

由于理想方法的這些問(wèn)題，因此在工作臺測試環(huán)境下所選擇的常用方法是將被測試器件放在反相增益配置中，如圖2所示。這種方法的優(yōu)勢在于不僅被測試器件很穩定，而且通常不需要額外的補償。

此外，測試電路可能還需要在非反相輸入與接地之間提供一個(gè) 50Ω 電阻器，以抵消輸入偏置電流。不過(guò)，對于輸入偏置電流極低的運算放大器而言，該電阻器的唯一真正“貢獻”就是增加噪聲。對于 100pA 的器件來(lái)說(shuō)，沒(méi)有該電阻器時(shí)附加誤差只有 0.005μV。這種抵消作用只有在偏置電流的方向和量級都相等時(shí)才起作用。

圖 2 中的電路是圖 1 中自測試求和點(diǎn)方法的簡(jiǎn)略，但沒(méi)有電阻器 R1和 R2。該電路對大多數運算放大器來(lái)說(shuō)具備固有的穩定性，其通?？蓧旱谷魏螡撛诘牟蛔?，使之成為首選測試電路。

如果使用圖 2 中的測試電路進(jìn)行其它測試，其缺點(diǎn)就會(huì )顯現。例如，圖 2 中的電路會(huì )對測量 IQ和 AOL等其它參數產(chǎn)生影響。

這種未驅動(dòng)的電路會(huì )導致 VOS誤差，誤差值等于(VOS* 閉環(huán)增益)* AOL(單位是V/V)。該誤差可能無(wú)關(guān)緊要，也可通過(guò)應用適當的 VIN使 VOUT為 0.0V 來(lái)降低。

可使用以下計算公式 1 調整所需輸出的輸出端誤差補償公式。

VOUT= (2 * ASJ+ ACL- ASJ) * VOUT(理想) (公式 1)

其中 ASJ是求和點(diǎn)增益，ACL是閉環(huán)增益。

通?？稍跍y試環(huán)路中使用一個(gè)附加放大器，如圖 1 雙放大器環(huán)路所示。這種配置最接近 VOS定義的要求。被測試器件的輸出保持在環(huán)路放大器至接地的 VOS之內。如果環(huán)路放大器支持 VOS調節，或者您可通過(guò)控制非反相輸入來(lái)消除失調，就可以不管環(huán)路放大器的失調。通過(guò)這種方法，您就可使被測試器件的輸出為零。在 VOUT端測得的電壓為 1001*VOS。除非有負載連接至被測試器件的輸出端，否則該輸出必須只提供環(huán)路放大器輸入偏置電流。在測量靜態(tài)電流時(shí)，這對于低 IQ部件而言是個(gè)重要的注意事項。在前面的兩款電路中，被測試器件必須將反饋電流提供給 Rf。

通過(guò)將環(huán)路放大器的非反相輸入連接至可編程電壓電源，便可測量運算放大器的其它性能參數，例如 AOL、輸出擺幅和 CMRR。由于環(huán)路控制電壓是變化的，因此被測試器件的輸出會(huì )嘗試與控制電壓匹配。

注意，雙放大器環(huán)路有以下缺點(diǎn)：

比自測試電路更復雜; 需要環(huán)路補償，因為電路本身并不穩定; 只能在環(huán)路放大器的共模范圍內控制被測試器件的輸出。

如果環(huán)路未得到適當補償，電路就會(huì )振蕩。您可通過(guò)與 Rf并聯(lián)一個(gè)適當的電容器來(lái)穩定環(huán)路。為環(huán)路放大器布置適當的 RC 組合也能穩定環(huán)路。我們將在以后的文章中探討該環(huán)路補償問(wèn)題。

雙放大器環(huán)路測試法的一種變化形式為三放大器環(huán)路，其可通過(guò)電流引導實(shí)現對被測試器件輸出電壓的控制。該環(huán)路的補償可通過(guò)第二個(gè)環(huán)路放大器的 RC 組合進(jìn)行設置。與在雙運算放大器電路中一樣，被測試器件的電壓失調也是在 VOUT端測量，而且 VOUT是電壓失調的 1001 倍。該電路拓撲可解決前一種電路的被測試器件輸出擺幅限制問(wèn)題。如果需要更大的輸出擺幅，可以減小與環(huán)路控制電壓串聯(lián)的電阻器。

注意，三放大器環(huán)路存在如下缺點(diǎn)：

比其它電路更復雜; 需要環(huán)路補償，因為電路本身不穩定; 被測試器件的輸出總是具有 1MΩ 的最小負載。

電源抑制比

PSRR 是電源電壓變化絕對值與運算放大器輸入失調電壓變化的比值。簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，就是運算放大器在特定范圍內抑制電源電壓變化的能力。由于需要失調電壓來(lái)完成該測量，因此您可使用現有技術(shù)來(lái)測量 VOS。圖 1 中的三種測試環(huán)路都可用來(lái)完成 PSRR 測量。方法是將電源 +VS和 -VS設置為被測試器件的最低電源電壓，并測量 1001*VOS。接下來(lái)，將電源電壓設置為被測試器件的最大電壓，然后再次測量 1001*VOS。公式 2 和公式 3 是 PSRR 的計算方法。

公式 2

公式 3

在使用這種方法時(shí)，有些運算放大器需要考慮其它因素。這些運算放大器有足夠低的工作電壓，電源的中間點(diǎn)(零共模電壓)可超過(guò)低電源配置運算放大器所允許的最大共模電壓。有些軌至軌輸入器件有多個(gè)輸入級，可在這種條件下平穩工作，但它們會(huì )轉換至不同的輸入級，導致 PSRR 計算誤差。在這兩種放大器中，固定共模電壓可防止共模飽和或輸入級轉換。為 PSRR 測試的這兩種測量方法保持恒定共模電壓，會(huì )產(chǎn)生一個(gè)可在 PSRR 計算過(guò)程中抵消的錯誤。這些器件所需的實(shí)際共模電壓將根據放大器輸入級的拓撲變化而變化。

共模抑制比

CMRR 是差分電壓增益與共模電壓增益之比，也就是運算放大器在特定范圍內抑制共模電壓的能力。由于需求失調電壓來(lái)完成該測量，因此您可使用現有 VOS測量技術(shù)來(lái)測量 CMRR。

圖 3. 該雙放大器環(huán)路可幫助您測量運算放大器的 CMRR。

在該測試過(guò)程中，需要改變輸入共模電壓并測量運算放大器 VOS的變化。最顯而易見(jiàn)的方法是向被測試器件的非反相輸入端應用共模電壓。該方法需要測量系統以所應用的共模電壓為參考。圖3是雙放大器環(huán)路的測試設置。

如果您希望完成相關(guān)接地的所有測量，應將非反相輸入連接至接地，并以跟蹤方式正向或負向移動(dòng)電源，以向放大器應用有效共模電壓。必須使輸出處于電源的中間點(diǎn)，才能消除影響 CMRR 測量的 AOL誤差。公式 4 和公式 5 是 CMRR 的計算方法。

公式4

公式 5

DC 開(kāi)環(huán)增益

AOL是輸出電壓與差分輸入電壓之比。該測量需要測量多個(gè)點(diǎn)的輸入失調電壓并計算 AOL。

測量 AOL時(shí)需要了解一下被測量運算放大器的輸出行為。理想情況下，運算放大器可能一直擺動(dòng)至兩個(gè)電源軌。實(shí)際并非如此。AOL在給定負載下與電軌有一定的距離。

假設輸出可從 VOUT(正)擺動(dòng)至 VOUT(負)。如果使輸出達到 VOUT(正)，被測試器件輸入端的電壓就將為 VOS+ VIN(正)。需要額外的電壓 VIN(正)將輸出驅動(dòng)到 VOUT(正)。相反，如果使輸出達到 VOUT(負)，被測試器件輸入端的電壓就將變?yōu)?VOS+ VIN(負)。您需要測量輸入端的這種變化，以實(shí)現所需的滿(mǎn)量程輸出。

使用圖1測量 AOL的方法是：

1. 將適當負載連接至被測試器件;

2. 根據正向擺幅的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)規范，利用 VIN強制設置 VOUT(正);

3. 測量 V(1)，即 1001*(VOS+ VIN(正))

4. 然后根據負向擺幅的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)規范，利用 VIN強制設置 VOUT(負);

5. 測量 V(2)，即 1001 *(VOS+ VIN(負))

6. 計算：

7. 用測量值替代 VIN(正)和 VIN(負)。

8. 請注意，公式中沒(méi)有了 VOS。