基于耗盡型工藝設計的鋰離子電池充電保護電路

其推導公式為：

當耗盡型MOS 管M84 工作在飽和區時(shí)， VGS84=0,M84 為一個(gè)恒流源， 所以VGS82 恒定， 即Vbd 不變，從而輸出Vb1、Vb2 也保持不變。其中Vbd、Vb1、Vb2分別為過(guò)充電、過(guò)放電比較器提供基準電壓， 并且為延時(shí)產(chǎn)生電路提供偏置電壓。其推導公式為：

要使式（ 7） 等于式（ 10） , 即無(wú)論M84 工作在什么區域VGS82 都不變， 則：

所以可以通過(guò)調節M(mǎn)84 和M82 的寬長(cháng)比（W/L） 使之滿(mǎn)足式（ 11） , 使VGS82 保持恒定； 通過(guò)調小管子的閾值電壓（ 調節管子的摻雜濃度） 來(lái)減小基準電壓源的電流從而減小功耗。采用0.6 μm、n 阱的CMOS 工藝在Hspice 中仿真的結果如圖3 所示。

2.2 過(guò)充電、過(guò)放電遲滯電路　　

為了更快地解除過(guò)充電、過(guò)放電狀態(tài)， 圖1 中過(guò)充電、過(guò)放電比較器的輸入差分電壓須隨電源電壓的改變而改變， 當電池過(guò)充或過(guò)放時(shí)， 輸出電壓隨電源電壓變化的比例不同， 因此設計出圖4 所示的遲滯電路。

由圖4 可知， 通過(guò)控制TCU 和TDL 的開(kāi)關(guān)來(lái)控制MN1 和MP1 的導通與關(guān)斷， 達到調節點(diǎn)IN_CON 和IN_ODP 電壓大小的目的， 以實(shí)現遲滯效應。當輸出信號在和過(guò)充比較器和過(guò)放比較器相比較時(shí)， 比較基準電壓不變， 計算過(guò)充電、過(guò)放電的遲滯電壓分別為：

由式（ 12） 和（ 13） 可知， 根據具體設計要求的不同， 調節R26、R27、R28、R29、R30 和R31 的大小及比例關(guān)系以達到實(shí)現不同遲滯電壓的目的?！　?/p>

2.3 0 V電池充電禁止電路　　

當電池電壓低于一定值時(shí)， 使CO 輸出為低電平從而禁止充電器對電池進(jìn)行充電。在此過(guò)程中因為VDD 比較低VM 會(huì )變得很負， 所以VDD 和VM 之間易形成很大的電流， 則VDD 到VM 之間的每一條支路上要有比較大的電阻。采用如圖5 所示的電路來(lái)控制CO 的電壓和VDD 到VM 之間的電流。

圖5 中M1、M2、M3、M4、Rl 和R2 組成的電路完成電平轉換功能， 抑制功能主要由M5、M6 和R3完成， M7、M8、M9、M10 和R4 組成的與非門(mén)在電平轉換功能和0 V 抑制功能之間進(jìn)行選擇。電路需要將邏輯低電平轉化為與VM 相同的電位。而VM的電位有可能很負， 在電路轉換瞬間， VDD 和VM之間的高電壓很容易將普通的MOS 管擊穿，基于此， 本電路的所有管子都采用高壓非對稱(chēng)管?！?/span>

0V電池抑制功能發(fā)生在充電過(guò)程中， 此時(shí)，IN_ LCB=0, IN_ LC=1,VA 為高電平。當電池電壓VDD 在1.2 V 左右時(shí)， 就認為它是內部短路。在這種情況下充電， 充電電流一定很大， 導致VM 的電位下降很大， VDD 的下降使M5 關(guān)閉， VM 的下降使M6 導通， 從而VB 由低電平轉化為高電平（此時(shí)的VDD 電壓為0 V 電池充電禁止電壓V0INH） , CO 電位因此接近VM 電位?！　?/p>

模擬結果如圖6 顯示， 在VDD 降到1V 以下時(shí)，CO 端輸出與VM 相同的電平， 關(guān)斷充電回路， 實(shí)現0V 電池充電禁止功能。

3 芯片的測試結果　　

采用0.6 μm、n 阱的CMOS 工藝， 芯片的電特性參數測試結果如表1 所示。其中T 表示溫度，在沒(méi)有特殊說(shuō)明的情況下均為T(mén)=25 ℃。表1 表明所設計的芯片滿(mǎn)足寬的電壓工作范圍、寬的溫度工作范圍和低功耗的特點(diǎn)。

表1 CMOS 芯片的電特性