一種利用多單元串聯(lián)大功率逆變電源的控制方法

自九十年代初以來(lái)，多電平逆變器在高電壓、大功率領(lǐng)域得到越來(lái)越廣泛的應用。多電平變換器有三種基本的拓撲結構：二極管嵌位型、飛跨電容型、多單元串聯(lián)型。相比較而言，多單元串聯(lián)型有如下幾個(gè)主要的優(yōu)點(diǎn)：

1) 逆變器結構基于傳統的兩電平逆變器單元，因此主電路拓撲結構非常簡(jiǎn)單。

2) 功率單元采用模塊化結構，因此所有功率單元可以互換，維修非常方便，電路中也不存在大量的嵌位二極管或電壓平衡電容器。

3) 每一個(gè)逆變橋是由相互獨立的直流電壓源供電，不存在中性點(diǎn)電壓不平衡問(wèn)題。

本文針對大功率逆變電源，采用多單元串聯(lián)技術(shù)，把單個(gè)功率單元的二重化控制技術(shù)與水平移相式PWM技術(shù)相結合，既降低了對開(kāi)關(guān)器件電壓等級的要求，滿(mǎn)足了系統對輸出電壓及輸出功率的要求，又獲得了比單純多單元串聯(lián)技術(shù)更高的等效開(kāi)關(guān)頻率，大大降低了開(kāi)關(guān)損耗，更進(jìn)一步的改善了輸出波形，降低輸出電壓的諧波畸變率，而且，功率單元由電網(wǎng)電壓經(jīng)過(guò)副邊多重化的移相變壓器供電，對電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數高，不必采用輸入諧波濾波器和功率因數補償裝置。

多單元串聯(lián)大功率逆變電源控制原理

多單元串聯(lián)三相大功率逆變電源原理框圖如圖1所示，按照對輸出功率的要求，每相采用三單元串聯(lián)，三相共有九組完全相同的功率單元。每相三個(gè)功率單元的載波之間互差120°，輸出相電壓為7電平，線(xiàn)電壓為12電平。每個(gè)功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/3的相電壓和1/9的輸出功率。與采用高電壓器件直接串聯(lián)的大容量逆變器相比，由于采用整個(gè)功率單元串聯(lián)，器件承受的最高電壓為功率單元的直流母線(xiàn)電壓，可直接使用低壓功率器件，器件不必串聯(lián)，不存在器件串聯(lián)引起的均壓?jiǎn)?wèn)題。功率單元中采用的低壓IGBT功率模塊，驅動(dòng)電路簡(jiǎn)單，技術(shù)成熟可靠。改變每相功率單元的串聯(lián)個(gè)數或功率單元的輸出電壓等級，就可實(shí)現不同電壓等級的高壓輸出。

圖1 多單元串聯(lián)大功率逆變電源原理框圖

在圖1中，功率單元為三相輸入，單相輸出的交直交PWM電壓源型逆變器結構，圖2給出了功率單元的逆變部分電路。

圖2 功率單元逆變部分電路圖

移相變壓器副邊輸出的三相交流電經(jīng)功率單元的三相二極管整流橋整流后，經(jīng)濾波電容后形成平直的直流電，再經(jīng)由4個(gè)IGBT構成的H型單相逆變橋，輸出PWM波。為了提高開(kāi)關(guān)頻率，但同時(shí)又要考慮降低開(kāi)關(guān)損耗，對功率單元實(shí)行二重化PWM控制。圖3為二重化PWM控制波形圖。

圖3 二重化PWM控制波形

在圖3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分別為VT1，VT2，VT3，VT4的驅動(dòng)信號，它們的導通規律如圖2所示。UAB為功率單元輸出電壓的波形圖。由圖3可知，在輸出端得到的等高不等寬的脈沖序列的基波分量就是正弦波，而且在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內VT1～VT4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個(gè)脈沖, 這說(shuō)明輸出電壓脈沖頻率為開(kāi)關(guān)管的工作頻率的2倍。此種控制方法提高了等效的載波頻率，使輸出電壓的諧波含量。減少，降低了開(kāi)關(guān)損耗。

逆變器輸出采用水平移相式PWM技術(shù)，同一相的功率單元輸出相同幅值和相位的基波電壓，但各個(gè)功率單元的載波之間互相錯開(kāi)一定電角度，實(shí)現多電平 PWM波輸出，輸出電壓非常接近正弦波。輸出電壓每個(gè)電平臺階只有單元直流母線(xiàn)電壓大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技術(shù)，輸出電壓的等效開(kāi)關(guān)頻率大大提高，且輸出電平數增加，因此功率單元采用較低的開(kāi)關(guān)頻率，以降低開(kāi)關(guān)損耗，提高效率。波形圖如圖4所示。在圖4 中，UA1，UA2，UA3分別為第一功率單元、第二功率單元、第三功率單元的輸出PWM波形，UA1為三單元串聯(lián)后的PWM波形。