微型高穩定鎖相時(shí)鐘頻率源

0 引言

由鎖相環(huán)構成的間接式頻率合成器在無(wú)線(xiàn)通信領(lǐng)域發(fā)揮著(zhù)非常重要的作用。通常采用鎖相頻率合成器的輸出信號來(lái)作為無(wú)線(xiàn)接收機中的本振信號，以使直接頻率調制器、頻率解調器能夠從輸入信號中再生載波。

傳統的頻率合成一般通過(guò)混頻、倍頻、分頻、濾波等方式進(jìn)行頻率變換和組合，從而產(chǎn)生大量離散的穩定頻率信號。這不僅使頻率合成器具有龐大的體積和重量，其輸出信號中的諧波、噪聲及寄生頻率均難以抑制，同時(shí)頻率范圍也將受到限制。而鎖相頻率合成主要是通過(guò)晶體振蕩器提供的標準頻率，在給定的頻率范圍內產(chǎn)生與該晶體振蕩器穩定度相同的大量離散頻率信號。 本文介紹用集成電路MAX2620和集總LC元件構成窄帶VCO電路模塊，然后同集成鎖相頻率合成器芯片MB1504一起構成鎖相環(huán)式低噪聲、高穩定性的鎖相頻率源電路的設計方法。

1 整體設計方案

圖1所示是一個(gè)鎖相環(huán)(PLL)的基本電路組成。其中REF代表參考晶體振蕩器，÷R為參考分頻器，PFD為鑒頻鑒相器，LPF為環(huán)路濾波器，VCO為壓控振蕩器，÷N為前置分頻器。

無(wú)線(xiàn)接收機中的本地振蕩信號通常需要特定的頻點(diǎn)，這往往需要設計一個(gè)窄帶且相位噪聲性能優(yōu)越的VCO。雖然用分立晶體管、諧振回路以及緩沖放大器也可以構成VCO電路，但穩定性差、受電源及分布參數影響大、調試不方便。而MAXIM公司的MAX2620是一款較寬頻率范圍(10～1 050 MHz)的集成振蕩器芯片，它具有高頻雙極工藝所特有的低閃爍噪聲、低噪聲系數和低寄生特點(diǎn)。用戶(hù)可以根據自己的需要并配以適當的振蕩回路，從而設計出所需中心頻率的壓控振蕩器電路。MAX2620內部的有源器件對諧振回路的負載極輕。因而可使振蕩回路具有較高的有載Q值，以用來(lái)設計窄帶壓控振蕩器電路。 MR1504是具有吞脈沖功能的串行輸入鎖相環(huán)頻率合成芯片，該芯片內部采用吞脈沖計數技術(shù)和鑒頻鑒相技術(shù)，其工作頻率可達520 MHz，因而速度快，性能穩定，與單片機接口簡(jiǎn)單，可用來(lái)實(shí)現對接收機本振信號進(jìn)行方便地設置。

2 窄帶VCO的設計

MAXIM公司的MAX2620是一種使用極其方便的振蕩器芯片，它的內部組成原理示意圖如圖2所示。

MAX2620提供有一個(gè)緩沖放大輸出級，能夠減少負載變化對振蕩器頻率的影響。該芯片的供電電壓范圍在+2.7～+5.25 V之間。由于芯片內部設有偏置電路以穩定其工作點(diǎn)。因而受電源波動(dòng)的影響較小。MAX2620內部所并具有的電源關(guān)斷能力可由SHDN端控制。兩個(gè)互補輸出(即OUT和OUT)可構成兩個(gè)單端輸出或一個(gè)差分輸出。由于芯片采用是集電極開(kāi)路輸出，輸出端需要上拉到VCC，設計時(shí)可以用電感或電阻來(lái)上拉。但是對于差分輸出，兩端均應采用相同的方式。對于50Ω的負載，在用電感上拉時(shí)，單端輸出電平可達-6 dBm (峰-峰電壓為320 mV)；而用電阻上拉時(shí)，其輸出可達-10 dBm(200 mV)。本設計中的MAX2620的兩路輸出中，一路輸出到MB1504供鑒頻鑒相使用，為使穩定性更好，此路用電阻上拉；而另一路輸出則經(jīng)過(guò)緩沖放大，作為時(shí)鐘輸出，為了使其輸出功率更大，該路用電感上拉。

事實(shí)上，MAX2620需要外接RF諧振回路以構成VCO電路，其電路如圖3所示。

此電路是一個(gè)典型的Colpitts電容反饋式振蕩器。諧振回路在圖3的左方，并經(jīng)過(guò)2、3腳接入，主要包括電容C3、C4、C5和C17、諧振電感L1和變容二極管Cvar，調諧電壓經(jīng)過(guò)電阻R2接入。

SHDN端用三針跳針?lè )謩e接到Vcc和地，可用于控制電源的關(guān)斷，以在調試中方便的判斷諧振回路是否起振。

變容管可通過(guò)C17接入諧振回路。C17值取為33 pF。經(jīng)過(guò)C17后，諧振回路的等效Q將升高數倍。因此，即便采用廉價(jià)的Q和較低的變容管，也可設計出Q較高的諧振回路。

諧振回路電感采用表面貼式諧振電感，該電感具有輻射干擾小、受分布電容影響小、調試方便等特點(diǎn)。電感值選為180 nH，當諧振頻率范圍為80～88 MHz時(shí)，其中心頻率為84 MHz。由諧振公式可得出諧振回路的總電容Co=19.94 pF。經(jīng)過(guò)調試，VCO電路的具體元件參數如下：

R2為20 kΩ，諧振電感L1為180 nH，C3為39pF，C4選18 pF，C5選10 pF，輸出端OUT上拉電感L4選180 nH，輸出端上拉電阻R4可選50Ω。

3 MB1504與AT89C52的接口設計

MB1504的原理框圖如圖4所示。該芯片內含一個(gè)14位可編程參考分頻器、一個(gè)分頻比可選擇(32或64)的雙模前置分頻器和一個(gè)18位的可變分頻器(由7位的吞脈沖計數器和11位的可編程計數器組成)，另外還包含一個(gè)鑒相器、一個(gè)電荷泵和兩個(gè)移位寄存器和鎖存器(圖中未畫(huà)出)。

MB1504沖雙模前置分頻器的兩種分頻比可由模式控制信號決定。當模式控制信號為高電平時(shí)，分頻比為P+1，當模式控制信號為低電平時(shí)，分頻比為P。雙模前置分頻器的輸出可同時(shí)驅動(dòng)11位可編程計數器和7位吞脈沖計數器，它們的初值分別為N和A，可進(jìn)行減計數。在吞脈沖計數器和可編程計數器未計數到零時(shí)，模式控制為高電平，雙模前置分頻器的輸出頻率為fVCO／(P+1)。當輸A(P+1)個(gè)脈沖周期后，吞脈沖計數器計數達到零，模式控制電平將變?yōu)榈碗娖?，同時(shí)使吞脈沖計數器停止計數。此時(shí)，可編程計數器離預置數還有N-A的數值。由于這時(shí)模式控制電平為低，分頻比為P，因此，雙模前置分頻器的輸出頻率為fVCO／P。之后，再經(jīng)過(guò)N-A個(gè)計數周期后，可編程計數器計數也達到零，此時(shí)可輸出低電平將兩個(gè)可編程分頻器重新預置為N和A，同時(shí)將模式控制恢復為高電平，并向鑒相器輸出比相脈沖。當比相脈沖頻率f參考頻率fr存在頻差時(shí)，鑒相器處于鑒頻工作方式。此時(shí)無(wú)論頻差大小，系統都輸出較大的電壓；而當比相脈沖頻率f與參考頻率fr相等時(shí)，鑒相器轉為鑒相工作方式。這種鑒頻-鑒相工作方式擴大了環(huán)路的快捕帶，縮短了頻率牽引過(guò)程，從而使環(huán)路快速進(jìn)入相位鎖定區，最終實(shí)現快捕鎖定。

MB1504可通過(guò)9腳(Clock)、10腳(Data)和11腳(LE)分別與單片機AT89C52的P1.2、P1.1、P1.0相連，其連接電路如圖5所示。其中，CLOCK為時(shí)鐘信號輸入端，DATA為數據信號輸入端，LE為數據鎖存使能信號輸入端。信號是串行輸入的，即每輸入一個(gè)時(shí)鐘脈沖到CLOCK腳，就有一位數據從DATA腳送入MB1504芯片內的移位寄存器，并由LE信號控制鎖存。當LE為高電平時(shí)，儲存在移位寄存器內的數據被鎖存到相應的鎖存器中。而當C為高電平時(shí)，鎖存到15位的鎖存器的設置為14位可編程參考分頻器中的預置數R和前置分頻器的1位分頻比SW；當C為低電平時(shí)，鎖存到18位的鎖存器中的設置則為11位可編程計數器中的預置數N和7位吞脈沖計數器中的預置數A。圖6所示為MB1504的數據輸入格式。

根據MB1504的工作原理，鎖相環(huán)的輸出頻率fvco的計算公式為：

式中，fosc為外接晶體振蕩器輸人參考頻率；P為前置分頻器的分頻比(由位SW決定)，當SW為高時(shí)，P為32；當SW為低時(shí)，P為64；N為11位可編程計數器中的預置數(范圍從16～2047)；A為7位吞脈沖計數器中的預置數(范圍從0～63)；R為14位可編程參考分頻器中的預置數(范圍從8～16383)。

本設計中，頻率合成器的頻率范圍fout為80～88 MHz，頻率間隔△f為2 kHz。參考振蕩器的振蕩頻率fosc為4.096 MHz，參考頻率fr等于合成器頻率間隔△f(2 kHz)，所以參考分頻比R為：R=fosc／fr=2048，中心頻率為84 MHz的分頻比(PN+A=fout／△f)為42000。這里采用的前置分頻比模式為÷32／33，即P=32，并由此可得：N=1312，A=16。這樣，改變N和A，即可改變輸出頻率，而改變N、R，則可改變輸出頻率和頻率間隔。

4 結束語(yǔ)

本設計的實(shí)際電路可以制作在一塊50 mm×40mm的雙層板上，電源電壓為+3.3 V。VCO的頻率覆蓋范圍為80～88 MHz，兩路輸出電平，OUT端為-10 dBm，OUT端為-6 dBm。輸出功率大于10dBm，且信號純度很高，雜散較少。

由于幾種LC元件和MAX2620構成的窄帶VCO具有穩定性高、受外界分布參數影響小、調試方便、體積小、價(jià)格低廉等優(yōu)點(diǎn)。因此，由該VCO和MB1504芯片構成的鎖相時(shí)鐘頻率源的時(shí)鐘頻率源穩定性高、相位噪聲較低。