影響開(kāi)關(guān)模式、DC-DC轉換器效率的主要因

P_SW(MOSFET) = 0.5 × V_D × I_D × (t_SW(ON) + t_SW(OFF)) × f_S

其中，V_D為MOSFET關(guān)斷期間的漏源電壓，I_D是MOSFET導通期間的溝道電流，t_SW(ON)和t_SW(OFF)是導通和關(guān)斷時(shí)間。對于降壓電路轉換，V_IN是MOSFET關(guān)斷時(shí)的電壓，導通時(shí)的電流為I_OUT。

為了驗證MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗和傳導損耗，圖5給出了降壓轉換器中集成高端MOSFET的典型波形：V_DS和I_DS。電路參數為：V_IN = 10V、V_OUT = 3.3V、I_OUT = 500mA、R_DS(ON) = 0.1Ω、f_S = 1MHz、開(kāi)關(guān)瞬變時(shí)間(t_ON + t_OFF)總計為38ns。

在圖5可以看出，開(kāi)關(guān)變化不是瞬間完成的，電流和電壓波形交疊部分導致功率損耗。MOSFET“導通”時(shí)(圖2)，流過(guò)電感的電流I_DS線(xiàn)性上升，與導通邊沿相比，斷開(kāi)時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗更大。

利用上述近似計算法，MOSFET的平均損耗可以由下式計算：

PT(MOSFET) = P_COND(MOSFET) + P_SW(MOSFET)

= [(I₁³ - I₀³)/3] × R_DS(ON) × V_OUT/V_IN + 0.5 × V_IN × I_OUT × (t_SW(ON) + t_SW(OFF)) × f_S

= [(1³ - 0³)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10^-9) × 1 × 10⁶

= 0.011 + 0.095 = 106mW

這一結果與圖5下方曲線(xiàn)測量得到的117.4mW接近，注意：這種情況下，f_S足夠高，P_SW(MOSFET)是功耗的主要因素。


圖5. 降壓轉換器高端MOSFET的典型開(kāi)關(guān)周期，輸入10V、輸出3.3V (輸出電流500mA)。開(kāi)關(guān)頻率為1MHz，開(kāi)關(guān)轉換時(shí)間是38ns。

與MOSFET相同，二極管也存在開(kāi)關(guān)損耗。這個(gè)損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復時(shí)間(t_RR)，二極管開(kāi)關(guān)損耗發(fā)生在二極管從正向導通到反向截止的轉換過(guò)程。

當反向電壓加在二級管兩端時(shí)，正向導通電流在二極管上產(chǎn)生的累積電荷需要釋放，產(chǎn)生反向電流尖峰(I_RR(PEAK))，極性與正向導通電流相反，從而造成V × I功率損耗，因為反向恢復期內，反向電壓和反向電流同時(shí)存在于二極管。圖6給出了二極管在反向恢復期間的PN結示意圖。


圖6. 二極管結反偏時(shí)，需要釋放正向導通期間的累積電荷，產(chǎn)生峰值電流(I_RR(PEAK))。

了解了二極管的反向恢復特性，可以由下式估算二極管的開(kāi)關(guān)損耗(P_SW(DIODE))：

P_SW(DIODE) = 0.5 × V_REVERSE × I_RR(PEAK) × t_RR2 × f_S

其中，V_REVERSE是二極管的反向偏置電壓，I_RR(PEAK)是反向恢復電流的峰值，t_RR2是從反向電流峰值I_RR到恢復電流為正的時(shí)間。對于降壓電路，當MOSFET導通的時(shí)候，V_IN為MOSFET導通時(shí)二極管的反向偏置電壓。

為了驗證二極管損耗計算公式，圖7顯示了典型的降壓轉換器中PN結的開(kāi)關(guān)波形，V_IN = 10V、V_OUT = 3.3V，測得I_RR(PEAK) = 250mA、I_OUT = 500mA、f_S = 1MHz、 t_RR2 = 28ns、V_F = 0.9V。利用這些數值可以得到：

該結果接近于圖7所示測量結果358.7mW?？紤]到較大的V_F和較長(cháng)的二極管導通周期，t_RR時(shí)間非常短，開(kāi)關(guān)損耗(P_SW(DIODE))在二極管損耗中占主導地位。


圖7. 降壓型轉換器中PN結開(kāi)關(guān)二極管的開(kāi)關(guān)波形，從10V輸入降至3.3V輸出，輸出電流為500mA。其它參數包括：1MHz的f_S，t_RR2為28ns，V_F = 0.9V。

提高效率

基于上述討論，通過(guò)哪些途徑可以降低電源的開(kāi)關(guān)損耗呢？直接途徑是：選擇低導通電阻R_DS(ON)、可快速切換的MOSFET；選擇低導通壓降V_F、可快速恢復的二極管。

直接影響MOSFET導通電阻的因素有幾點(diǎn)，通常增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓(V_BR(DSS))，由于增加了器件中的半導體材料，有助于降低導通電阻R_DS(ON)。另一方面，較大的MOSFET會(huì )增大開(kāi)關(guān)損耗。因此，雖然大尺寸MOSFET降低了R_DS(ON)，但也導致小器件可以避免的效率問(wèn)題。

當管芯溫度升高時(shí)，MOSFET導通電阻會(huì )相應增大。必須保持較低的結溫，使導通電阻R_DS(ON)不會(huì )過(guò)大。導通電阻R_DS(ON)和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓以降低R_DS(ON)損耗，但此時(shí)也會(huì )增大柵極驅動(dòng)損耗，需要平衡降低R_DS(ON)的好處和增大柵極驅動(dòng)的缺陷。

MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗與器件電容有關(guān)，較大的電容需要較長(cháng)的充電時(shí)間，使開(kāi)關(guān)切換變緩，消耗更多能量。米勒電容通常在MOSFET數據資料中定義為反向傳輸電容(C_RSS)或柵-漏電容(C_GD)，在開(kāi)關(guān)過(guò)程中對切換時(shí)間起決定作用。

米勒電容的充電電荷用Q_GD表示，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來(lái)說(shuō)，MOSFET的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開(kāi)關(guān)損耗和傳導損耗，同時(shí)也要謹慎選擇電路的開(kāi)關(guān)頻率。

對于二極管，必須降低導通壓降，以降低由此產(chǎn)生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的硅二極管，導通壓降一般在0.7V到1.5V之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會(huì )影響導通壓降和反向恢復時(shí)間，大尺寸二極管通常具有較高的V_F和t_RR，這會(huì )造成比較大的損耗。開(kāi)關(guān)二極管一般以速度劃分，分為“高速”、“甚高速”和“超高速”二極管，反向恢復時(shí)間隨著(zhù)速度的提高而降低?？旎謴投O管的t_RR為幾百納秒，而超高速快恢復二極管的t_RR為幾十納秒。

低功耗應用中，替代快恢復二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復時(shí)間幾乎可以忽略，反向恢復電壓V_F也只有快恢復二極管的一半(0.4V至1V)，但肖特基二極管的額定電壓和電流遠遠低于快恢復二極管，無(wú)法用于高壓或大功率應用。另外，肖特基二極管與硅二極管相比具有較高的反向漏電流，但這些因素并不限制它在許多電源中的應用。

然而，在一些低壓應用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導損耗也無(wú)法接受。比如，在輸出為1.5V的電路中，即使使用0.5V導通壓降V_F的肖特基二極管，二極管導通時(shí)也會(huì )產(chǎn)生33%的輸出電壓損耗！

為了解決這一問(wèn)題，可以選擇低導通電阻R_DS(ON)的MOSFET實(shí)現同步控制架構。用MOSFET取代二極管(對比圖1和圖2電路)，它與電源的主MOSFET同步工作，所以在交替切換的過(guò)程中，保證只有一個(gè)導通。導通的二極管由導通的MOSFET所替代，二極管的高導通壓降V_F被轉換成MOSFET的低導通壓降(MOSFET R_DS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導損耗。當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET的壓降，另一方面，驅動(dòng)同步整流MOSFET的功耗也不容忽略。

IC數據資料

以上討論了影響開(kāi)關(guān)電源效率的兩個(gè)重要因素(MOSFET和二極管)?；仡檲D1所示降壓電路，從數據資料中可以獲得影響控制器IC工作效率的主要因素。首先，開(kāi)關(guān)元件集成在IC內部，可以節省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻R_DS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其nMOS和pMOS的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)