影響開(kāi)關(guān)模式、DC-DC轉換器效率的主要因

本文詳細介紹了開(kāi)關(guān)電源(SMPS)中各個(gè)元器件損耗的計算和預測技術(shù)，并討論了提高開(kāi)關(guān)調節器效率的相關(guān)技術(shù)和特點(diǎn)。

概述

效率是任何開(kāi)關(guān)電源(SMPS)的重要指標，特別是便攜式產(chǎn)品，延長(cháng)電池使用壽命是一項關(guān)鍵的設計目標。對于空間受限的設計或者是無(wú)法投入成本解決功率耗散問(wèn)題的產(chǎn)品，高效率也是改善系統熱管理的必要因素。

SMPS設計中，為獲得最高轉換效率，工程師必須了解轉換電路中產(chǎn)生損耗的機制，以尋求降低損耗的途徑。另外，工程師還要熟悉SMPS IC的各種特點(diǎn)，以選擇最合適的芯片來(lái)達到高效指標。本文介紹了影響開(kāi)關(guān)電源效率的基本因素，可以以此作為新設計的準則。我們將從一般性介紹開(kāi)始，然后針對特定的開(kāi)關(guān)元件的損耗進(jìn)行討論。

效率估計

能量轉換系統必定存在能耗，雖然實(shí)際應用中無(wú)法獲得100%的轉換效率，但是，一個(gè)高質(zhì)量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%。

絕大多數電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數據資料中給出了這些參數。Maxim的數據資料給出了實(shí)際測試得到的數據，其他廠(chǎng)商也會(huì )給出實(shí)際測量的結果，但我們只能對我們自己的數據擔保。圖1給出了一個(gè)SMPS降壓轉換器的電路實(shí)例，轉換效率可以達到97%，即使在輕載時(shí)也能保持較高效率。

采用什么秘訣才能達到如此高的效率？我們最好從了解SMPS損耗的公共問(wèn)題開(kāi)始，開(kāi)關(guān)電源的損耗大部分來(lái)自開(kāi)關(guān)器件(MOSFET和二極管)，另外小部分損耗來(lái)自電感和電容。但是，如果使用非常廉價(jià)的電感和電容(具有較高電阻)，將會(huì )導致?lián)p耗明顯增大。

選擇IC時(shí)，需要考慮控制器的架構和內部元件，以期獲得高效指標。例如，圖1采用了多種方法來(lái)降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開(kāi)討論這些措施帶來(lái)的好處。


圖1. MAX1556降壓轉換器集成了低導通電阻的MOSFET，采用同步整流，可以達到95%的轉換效率，效率曲線(xiàn)如圖所示。

降壓型SMPS

損耗是任何SMPS架構都面臨的問(wèn)題，我們在此以圖2所示降壓型(或buck)轉換器為例進(jìn)行討論，圖中標明各點(diǎn)的開(kāi)關(guān)波形，用于后續計算。


圖2. 通用降壓型SMPS電路和相關(guān)波形，對于理解SMPS架構提供了一個(gè)很好的參考實(shí)例。

降壓轉換器的主要功能是把一個(gè)較高的直流輸入電壓轉換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個(gè)要求，MOSFET以固定頻率(f_S)，在脈寬調制信號(PWM)的控制下進(jìn)行開(kāi)、關(guān)操作。當MOSFET導通時(shí)，輸入電壓給電感和電容(L和C_OUT)充電，通過(guò)它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線(xiàn)性上升，電流回路如圖2中的回路1所示。

當MOSFET斷開(kāi)時(shí)，輸入電壓斷開(kāi)與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線(xiàn)性下降，電流流過(guò)二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2所示。MOSFET的導通時(shí)間定義為PWM信號的占空比(D)。D把每個(gè)開(kāi)關(guān)周期分成[D × t_S]和[(1 - D) × t_S]兩部分，它們分別對應于MOSFET的導通時(shí)間(環(huán)路1)和二極管的導通時(shí)間(環(huán)路2)。所有SMPS拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開(kāi)關(guān)周期，實(shí)現電壓轉換。

對于降壓轉換電路，較大的占空比將向負載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓也會(huì )降低。根據這個(gè)關(guān)系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET的壓降)降壓型SMPS的轉換公式：

V_OUT = D × V_IN
I_IN = D × I_OUT

需要注意的是，任何SMPS在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長(cháng)，那么它在這個(gè)狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉換器，D越低(相應的V_OUT越低)，回路2產(chǎn)生的損耗也大。

開(kāi)關(guān)器件的損耗

MOSFET傳導損耗

圖2 (以及其它絕大多數DC-DC轉換器拓撲)中的MOSFET和二極管是造成功耗的主要因素。相關(guān)損耗主要包括兩部分：傳導損耗和開(kāi)關(guān)損耗。

MOSFET和二極管是開(kāi)關(guān)元件，導通時(shí)電流流過(guò)回路。器件導通時(shí)，傳導損耗分別由MOSFET的導通電阻(R_DS(ON))和二極管的正向導通電壓決定。

MOSFET的傳導損耗(P_COND(MOSFET))近似等于導通電阻R_DS(ON)、占空比(D)和導通時(shí)MOSFET的平均電流(I_MOSFET(AVG))的乘積。

P_COND(MOSFET) (使用平均電流) = I_MOSFET(AVG)2 × R_DS(ON) × D

上式給出了SMPS中MOSFET傳導損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因為電流線(xiàn)性上升時(shí)所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。對于“峰值”電流，更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(圖3中的I_V和I_P)之間的電流波形的平方進(jìn)行積分得到估算值。


圖3. 典型的降壓型轉換器的MOSFET電流波形，用于估算MOSFET的傳導損耗。

下式給出了更準確的估算損耗的方法，利用I_P和I_V之間電流波形I2的積分替代簡(jiǎn)單的I2項。

P_COND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

利用波形積分進(jìn)行更準確的計算：

P_COND(MOSFET) (使用電流波形積分進(jìn)行計算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

或近似為78%，高于按照平均電流計算得到的結果。對于峰均比較小的電流波形，兩種計算結果的差別很小，利用平均電流計算即可滿(mǎn)足要求。

二極管傳導損耗

MOSFET的傳導損耗與R_DS(ON)成正比，二極管的傳導損耗則在很大程度上取決于正向導通電壓(V_F)。二極管通常比MOSFET損耗更大，二極管損耗與正向電流、V_F和導通時(shí)間成正比。由于MOSFET斷開(kāi)時(shí)二極管導通，二極管的傳導損耗(P_COND(DIODE))近似為：

P_COND(DIODE) = I_DIODE(ON) × V_F × (1 - D)

式中，I_DIODE(ON)為二極管導通期間的平均電流。圖2所示，二極管導通期間的平均電流為I_OUT，因此，對于降壓型轉換器，P_COND(DIODE)可以按照下式估算：

P_COND(DIODE) = I_OUT × V_F × (1 - V_OUT/V_IN)

與MOSFET功耗計算不同，采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結果，因為二極管損耗與I成正比，而不是I2。

顯然，MOSFET或二極管的導通時(shí)間越長(cháng)，傳導損耗也越大。對于降壓型轉換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因為它處于導通狀態(tài)的時(shí)間越長(cháng)。

開(kāi)關(guān)動(dòng)態(tài)損耗

由于開(kāi)關(guān)損耗是由開(kāi)關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開(kāi)關(guān)損耗，器件從完全導通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過(guò)程中會(huì )產(chǎn)生功率損耗。

圖4所示MOSFET的漏源電壓(V_DS)和漏源電流(I_DS)的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET在過(guò)渡過(guò)程中的開(kāi)關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，t_SW(ON)和t_SW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET的電容進(jìn)行充電、放電。

圖4所示，V_DS降到最終導通狀態(tài)(= I_D × R_DS(ON))之前，滿(mǎn)負荷電流(I_D)流過(guò)MOSFET。相反，關(guān)斷時(shí)，V_DS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開(kāi)關(guān)過(guò)程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開(kāi)關(guān)損耗的來(lái)源，從圖4可以清楚地看到這一點(diǎn)。