高速ADC系統中減少數字反饋

　　數字反饋

　　數字反饋可能由于容性耦合、地電流或甚至波導動(dòng)作而產(chǎn)生。即使是非常之小的反饋因素也會(huì )在 ADC 輸出頻譜中引起不希望有的音調。當一個(gè)無(wú)偏移的 ADC 接收一個(gè) 1LSB 量級的非常微弱信號時(shí)，這個(gè) ADC 非常像一個(gè)具 120dB 增益的放大器：被驅動(dòng)的所有輸出將以與輸入信號相同的頻率提供極大的功率。

　　數字反饋可能發(fā)生在器件級或系統級上。ADC 之前的寬帶增益會(huì )加重這種影響。在低信號電平時(shí)，數字反饋可能以增大的奇次諧波形式出現，或者在延遲的反饋作用下改變噪聲層的形狀，或者以某種噪聲層增大的形式出現。積分噪聲性能通常不會(huì )受到太大的影響，不過(guò)在嚴重的情況下，噪聲層的集中區域有可能被抬升 20dB 之多。如果有一個(gè)碰巧與抬高的噪聲層區域撞上的窄帶應用，那么這就意味著(zhù)實(shí)實(shí)在在的 20dB 量級的信噪比 (SNR) 損失。

　　在低信號電平下，如果失調電壓很大 (以致代碼不能穿過(guò)主要的位邊界)，則數字反饋被消除。在數字反饋難以控制的地方，可以考慮故意引入偏移電壓。在高信號電平時(shí)，數字反饋一般在一定程度上被解除了相關(guān)性，因此不像在低信號電平時(shí)那么明顯。但這時(shí)數字反饋仍然可能在某種程度上降低 SNR。

　　在確定是否發(fā)生數字反饋的過(guò)程中，有意引入或清除失調電壓的能力可以是一種有效的工具。假如，當存在一個(gè)低信號電平時(shí)，SNR 在引入失調電壓的情況下有所改善，則表明正在發(fā)生數字反饋。

　　圖 1：嚴重數字反饋的典型表現 (采用 6 級流水線(xiàn)時(shí))

　　圖 1 顯示了相對嚴重的高頻數字反饋的模擬結果，該情形與我們研究過(guò)的客戶(hù)的一些布局實(shí)例產(chǎn)生的結果非常相像。盡管是以更加嚴重的形式，但是這仍然代表了 ADC 本身的反饋機制。

　　噪聲層的整形與流水線(xiàn)延遲有關(guān)。具有偶數流水線(xiàn)級的 ADC 將在奈奎斯特頻率下產(chǎn)生一個(gè)峰值 (而不是這里所觀(guān)察到的為零)。如果所關(guān)注的頻譜區域局限于 DC 和 1/4 奈奎斯特 (Nyquist) 頻率之間，您可以認為數字反饋不是問(wèn)題。具有一個(gè)較大流水線(xiàn)延遲的 ADC 將在這些特性之間呈現較短的時(shí)間間隔。

　　進(jìn)入編碼時(shí)鐘的數字反饋可能產(chǎn)生 2 階和 4 階甚至其他階諧波，但是僅在較高信號電平時(shí)才比較明顯。這與以下情況類(lèi)似：耦合進(jìn)時(shí)鐘的模擬輸入功率會(huì )對時(shí)鐘進(jìn)行相位調制，從而產(chǎn)生 2 階諧波失真。進(jìn)入放大器或進(jìn)入非快速穩定網(wǎng)絡(luò )的較低頻率反饋，可能產(chǎn)生有一些零點(diǎn)、而不是抬高某些區域的噪聲層，而且可能往往提高靠近 DC 或奈奎斯特頻率的區域。實(shí)際情況也許涉及這些反饋機制中的若干種，這往往會(huì )產(chǎn)生更加復雜的噪聲層。

　　圖 2：進(jìn)入未實(shí)現良好穩定網(wǎng)絡(luò )中放大的較低頻數字反饋示例

　　圖 2 僅示出了低頻反饋的一個(gè)例子。這種工作特性可能并不穩定，因而會(huì )產(chǎn)生出現在不同位置的“零”。這些深谷零的位置提供了起因的相關(guān)線(xiàn)索，因為它們指示了在頻域中的那些點(diǎn)上產(chǎn)生極小功率的重復圖形。這可被看作是一個(gè)精細復雜的弛豫振蕩器，涉及 ADC 之前的增益以及各種延遲 (包括流水線(xiàn)延遲)。一個(gè)高階濾波器可以改變這種反饋行為，或者在采用具微秒延遲的 SAW 濾波器的情況下，可以相當有效地控制反饋行為。這種不穩定的反饋行為是由熱噪聲和輸入電源激發(fā)的。對多次轉換進(jìn)行平均后，這類(lèi)反饋行為可以產(chǎn)生相當一致的噪聲層升高。例如，通過(guò)在驅動(dòng)器放大器下面走數據總線(xiàn)，可以產(chǎn)生這類(lèi)反饋行為。

　　如果選擇了不良的布局，則器件級和系統級上的數字反饋均會(huì )變得更糟。通常，給定的設計似乎將擁有兼顧這方面性能所需的全部特性。長(cháng)的輸出總線(xiàn)、以低特性阻抗布線(xiàn)以及在接收設備端很重的容性負載所有這一切都導致在輸出級產(chǎn)生更大的脈沖電流。類(lèi)似地，采用最大的 OVDD (數字輸出電源電壓) 最大限度地增大了數字電流。如果降低數字輸出電壓擺幅，就會(huì )相應地降低耦合回模擬電路的數字噪聲。在電路板底面放置 OVDD 旁路、增大引線(xiàn)電感、大體積電容器、小直徑通孔、厚的電路板、散熱等等所有這一切都增大了電源軌至輸出部分的阻抗，從而增大了跨地回路產(chǎn)生的信號。把 OGND 回接至一個(gè)接地不良的焊盤(pán)會(huì )使情況更糟。所有這些都將在 IC 基片上導致更多的接地反彈。使事情更糟的是，非對稱(chēng)地處理模擬和時(shí)鐘輸入也會(huì )導致數字反饋。對稱(chēng)地處理這些輸入將保持采樣過(guò)程或時(shí)鐘接收器的共模抑制，并降低數字反饋。舉一個(gè)不對稱(chēng)的例子: 將一個(gè)大測試焊盤(pán)放置在剛好位于A(yíng)DC 下方的電路板底部的兩個(gè)輸入之一上，而將另一個(gè)測試焊盤(pán)安放于一定距離之外的另一個(gè)輸入上，這種做法可以滿(mǎn)足線(xiàn)路內測試人員的要求，但這種不對稱(chēng)性將會(huì )損害 ADC 性能。如果您必須提供探測，則把測試焊盤(pán)并排放置，使信號走線(xiàn)從中穿過(guò)，并在這些元件之后靠近 ADC 的地方布設終端。測試焊盤(pán)是無(wú)引線(xiàn)的電容器，如果這么用，而不是在不同長(cháng)度的傳輸線(xiàn)尾端充當起縮短作用的容性組件，那么在 GHz 頻率上也許是有益的。

　　避免將一個(gè)輸入布置在電路板頂面，另一個(gè)布置在電路板底面，這聽(tīng)起來(lái)也許是顯然的事。除了與高頻行為有關(guān)的非對稱(chēng)，這樣的布置還會(huì )拾取布滿(mǎn)電路板走線(xiàn)的兩個(gè)平面之間的電位差。

　　甚至不要用層的改變使差分放大器的輸出反向。差分放大器的 + 輸出不必一定驅動(dòng) ADC 的 + 輸入，它們是可互換的。就 AC 應用而言，這一般來(lái)說(shuō)沒(méi)有關(guān)系。如果確實(shí)有關(guān)系，那么在驅動(dòng)器之前實(shí)現。

　　內部數字反饋大部分是一種高頻現象。較低的采樣率往往不那么成問(wèn)題，除非到負載的距離增大了。如果從負載返回的反射信號在不到 1/2 個(gè)時(shí)鐘周期內消失，那么它們就不會(huì )產(chǎn)生數字反饋。