基于運算放大器和晶體管的模擬方波發(fā)生器設計

模擬振蕩器電路通常用于產(chǎn)生用于同步電路定時(shí)的方波時(shí)鐘信號。本文介紹了模擬方波發(fā)生器的理論、設計和關(guān)鍵特性。

許多電子系統需要定時(shí)機制。這通常是通過(guò)時(shí)鐘信號完成的，時(shí)鐘信號是特定頻率的方波。對于許多應用，時(shí)鐘信號是通過(guò)方波振蕩器在系統內生成的。然而，該方波信號也可以作為系統的輸入。

由于許多模擬和數字電路都可以用作方波振蕩器，我們的目標是涵蓋這兩種類(lèi)型；然而，在本文中，我們將討論模擬振蕩器的設計，介紹它們的工作原理，并回顧它們的優(yōu)缺點(diǎn)。

使用可調多諧振蕩器的運算放大器方波發(fā)生器

我們將研究的第一個(gè)電路是一個(gè)稱(chēng)為非穩態(tài)多諧振蕩器的單運算放大器電路，如圖1所示。

用于產(chǎn)生方波的單運算放大器非穩態(tài)多諧振蕩器。

圖1。用于產(chǎn)生方波的單運算放大器非穩態(tài)多諧振蕩器。

如果您暫時(shí)忽略從輸出VOUT到負輸入Vc的RC反饋，您可能會(huì )將此電路的其余部分識別為具有滯后的施密特觸發(fā)器。施密特觸發(fā)器具有正反饋，只有兩個(gè)穩定的工作點(diǎn)（VOUT=VDD或VOUT=VSS）。正如我們將解釋的那樣，非穩態(tài)多諧振蕩器配置依賴(lài)于這種正反饋和滯后。

電路啟動(dòng)后，電容器（C）完全放電到地。由于任何放大器的輸入之間都存在內部偏移，正反饋將確保輸出被驅動(dòng)到兩個(gè)穩定狀態(tài)之一（取決于內部偏移是正還是負）。

現在，讓我們假設VOUT在開(kāi)始時(shí)被驅動(dòng)到正軌（VDD）。此時(shí)，Vc將開(kāi)始通過(guò)電阻器R3充電，Vp處的電壓可以使用電阻器分壓器方程計算：

從這里開(kāi)始，Vc將繼續充電，直到它變得略大于Vp處的閾值電壓。此時(shí)，VOUT將下拉到負軌（VSS），Vc將開(kāi)始放電。

隨著(zhù)VOUT的新值等于VSS，我們還有一個(gè)新的閾值電壓：

接下來(lái)，Vc將繼續放電，直到它變得低于Vp處的電壓。然后，輸出將被驅動(dòng)回正電源軌VDD。此過(guò)程將周期性地繼續，從而在運算放大器的輸出端產(chǎn)生方波。

運算放大器方波仿真：電壓波形和頻率

對于圖1的電路，讓我們插入一些組件值和仿真性能：

R1=R2=10 kΩ

R3=1 kΩ

C=1 uF

VDD=+5伏

VSS=-5伏

在圖2中，我們繪制了Vc、VOUT和Vp的電壓波形。

運算放大器非穩態(tài)多諧振蕩器方波振蕩器仿真。頂部：VOUT（綠色）。底部：Vc（藍色）和Vp（紅色）

圖2:運算放大器非穩態(tài)多諧振蕩器方波振蕩器仿真。頂部：VOUT（綠色）。底部：Vc（藍色）和Vp（紅色）

正如我們所看到的，Vc充電和放電到之前由R1和R2之間的電阻分壓器和電源電壓定義的跳閘點(diǎn)。觸發(fā)點(diǎn)Vhigh和Vlow定義為：

圖2中的波形頻率為451 Hz。它由圖1中R3和C的RC時(shí)間常數定義，該常數是在Vhigh和Vlow之間對電容器進(jìn)行充電和放電所必需的。

為了準確計算電路在元件方面的頻率，我們必須利用RC電路的充電/放電方程。充電方程的一般形式為：

求解該方程中的t，我們得到：

現在，如果我們假設從Vlow充電到Vhigh的時(shí)間，Vmax=VDD，我們將充電和放電的時(shí)間加倍，我們得到輸出周期：

該方程表明，RC時(shí)間常數占主導地位，而R1和R2的值與周期的關(guān)系較弱，因為它們改變了電容器必須充電和放電的跳閘點(diǎn)。

如果我們插入R1、R2、R3和C的值，我們得到一個(gè)455 Hz的周期，這與模擬中我們的451 Hz頻率幾乎匹配。

該電路簡(jiǎn)單、有效，支持低頻和高頻，受運算放大器在開(kāi)關(guān)事件期間驅動(dòng)輸出的轉換速率的限制。缺點(diǎn)是輸出擺動(dòng)不能變小，從而對頻率設置了一個(gè)硬限制，因為輸出必須從一個(gè)軌道擺動(dòng)到另一個(gè)軌道。

為了用一個(gè)從地（0V）擺動(dòng)到VDD的單電源運算放大器構建這個(gè)電路，連接到電容器和電阻器R1的接地節點(diǎn)必須改變?yōu)橹蓄l電壓——通常

基于BJT的晶體管方波振蕩器

非穩態(tài)多諧振蕩器也可以用分立晶體管代替運算放大器制成。圖3中顯示了使用雙極結型晶體管（BJT）的示例。

用于方波產(chǎn)生的基于BJT的非穩態(tài)多諧振蕩器。

圖3。用于方波產(chǎn)生的基于BJT的非穩態(tài)多諧振蕩器。

當這個(gè)電路啟動(dòng)時(shí)，一個(gè)晶體管，假設Q2，將進(jìn)入“截止”區域，在那里它不導電。這將導致集電極節點(diǎn)（Q2頂部）充電至VDD。

同時(shí)，Q1將飽和并因此導通電流。這將導致連接到Q2基極的C1節點(diǎn)通過(guò)R3充電，直到Q2達到飽和。當被推到飽和狀態(tài)時(shí)，C2右側的急劇電壓降會(huì )在Q1的基極產(chǎn)生強烈的負響應，將其推向截止狀態(tài)。

這種推挽行為持續發(fā)生，在Q1和Q2的集電極上產(chǎn)生輸出電壓波形。輸出是頻率相同但相位相反的方波。由于Q1和Q2的基極分別通過(guò)R3與C1和R2與C2的RC電路充電/放電，我們可以將發(fā)電機的輸出周期定義為：

在瞬態(tài)波形中，t1是集電極Q1處的輸出脈沖寬度，而t2是集電極Q2處的脈沖寬度。從方程中可以看出，t1不需要等于t2，因此我們可以創(chuàng )建可變占空比的矩形波形。

這種行為在圖4的模擬結果中得到了證明。對于這個(gè)模擬，我們設計了一個(gè)占空比為50%的電路，t1=t2。

具有對稱(chēng)輸出的雙極晶體管非穩態(tài)多諧振蕩器輸出。

圖4。具有對稱(chēng)輸出的雙極晶體管非穩態(tài)多諧振蕩器輸出。

此模擬的組件值為：

R1=R4=1 kΩ

R2=R3=100 kΩ

C1=C2=10納法

BJT是標準的2N2222 NPN。因此，我們基本方程中的預期時(shí)間常數為：

我們模擬的測量結果為681μs，接近我們690μs的設計值。

我們還可以改變這種設計，使其具有非對稱(chēng)性能。如果我們將R2的電阻減半至50kΩ，我們可以將t2的周期更改為345us。更改后該電路的仿真結果如圖5所示。

具有非對稱(chēng)輸出的雙極晶體管非穩態(tài)多諧振蕩器輸出。

圖5。具有非對稱(chēng)輸出的雙極晶體管非穩態(tài)多諧振蕩器輸出。

從圖5中，我們可以看到創(chuàng )建具有易于調節占空比的非對稱(chēng)輸出矩形波的能力。仿真結果為t1=681μs和t2=335μs，再次接近我們的設計方程預測的結果。

總體而言，與運算放大器振蕩器相比，基于BJT的非穩態(tài)多諧振蕩器具有更大的靈活性。雖然結構稍微復雜一些，但它不需要負電源，既能產(chǎn)生輸出，也能產(chǎn)生互補。它還能夠形成可變頻率和占空比的通用矩形波，而不是可變頻率的純方波。

模擬方波發(fā)生器電路綜述

方波振蕩器的模擬實(shí)現依賴(lài)于通過(guò)RC充電/放電的反饋機制，該機制定義了方波頻率。雖然不限于純方波，如BJT版本的非穩態(tài)多諧振蕩器所示，但這兩種電路都允許通過(guò)簡(jiǎn)單的電路生成高度可配置的方波，而不需要參考信號。