仿真看世界之SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問(wèn)題

這篇微信文章，其實(shí)構思已久。為了有所鋪墊，已在2020和2021發(fā)布了兩篇基礎篇。2022，讓我們再次聊聊在SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問(wèn)題。

這篇微信文章，其實(shí)構思已久。為了有所鋪墊，已在2020和2021發(fā)布了兩篇基礎篇：

●    2020《仿真看世界之SiC單管的寄生導通現象》

●    2021《仿真看世界之SiC MOSFET單管并聯(lián)均流特性》

2022，讓我們再次聊聊在SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問(wèn)題。

特別提醒：仿真只是工具，仿真無(wú)法替代實(shí)驗，仿真只供參考。

在展開(kāi)仿真的宏大序章之前，我們不妨先回顧之前的一些小結論：

2020《仿真看世界之SiC單管的寄生導通現象》

●    機理澄清：寄生導通現象來(lái)自米勒電容和源極電感的綜合影響。

●    封裝影響：事物皆有兩面。TO247-3封裝內的功率源極電感也處于驅動(dòng)回路中，導致封裝內外Vgs波形差異容易引起誤判，同時(shí)增加了開(kāi)關(guān)損耗，但是好處是降低了開(kāi)關(guān)速度和di/dt，客觀(guān)上也削弱了源極電感對寄生導通的風(fēng)險。TO247-4封裝的開(kāi)爾文結構，解耦了功率回路與驅動(dòng)回路的源極電感，封裝內外Vgs一致(表里如一)，雖然減少了開(kāi)關(guān)損耗，但是增加了開(kāi)關(guān)速度和di/dt，這在客觀(guān)上也加劇了源極電感對寄生導通的風(fēng)險?？偟膩?lái)說(shuō)，TO247-4還是更優(yōu)的選擇。

2021《仿真看世界之SiC MOSFET單管并聯(lián)均流特性》

●    在TO247-4pin的SiC單管并聯(lián)的均流特性仿真中，主回路的源極電感Lex，對器件均流的影響最為顯著(zhù)，同時(shí)還會(huì )形成源極的環(huán)流。

●    由源極電感Lex引起的器件均流差異，用輔助源極電阻Rgee和門(mén)級電容Cgs去補救，其收效有限。因此，在SiC并聯(lián)布局初始，一定要盡可能保證源極電感Lex一致。

為了搞清楚SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問(wèn)題，我們將繼續通過(guò)仿真，層層深入：

●    SiC單管并聯(lián)中的寄生導通與源極環(huán)流的關(guān)系

●    既然“源極環(huán)流擋不住”，我們又該何去何從？

01 選取仿真研究對象

SiC MOSFET： IMZ120R045M1(1200V/45mΩ)、

TO247-4pin、兩并聯(lián)

Driver IC：

1EDI40I12AF、單通道、磁隔離、

驅動(dòng)電流±4A(min)

02 仿真電路Setup

如圖1所示，基于雙脈沖的思路，搭建雙管并聯(lián)的主回路和驅動(dòng)回路，并設置相關(guān)雜散參數，環(huán)境溫度為室溫。

1. 外部主回路

直流源800Vdc、母線(xiàn)電容Capacitor(含寄生參數)、母線(xiàn)電容與半橋電路之間的雜散電感Ldc_P和Ldc_N、雙脈沖電感Ls_DPT

2. 并聯(lián)主回路

整體為半橋結構，雙脈沖驅動(dòng)下橋SiC MOSFET，與上橋的SiC MOSFET Body Diode進(jìn)行換流。下橋為Q11和Q12兩顆IMZ120R045M1，經(jīng)過(guò)各自發(fā)射極(源極)電感Lex_Q11和Lex_Q12，以及各自集電極(漏極)電感Lcx_Q11和Lcx_Q12并聯(lián)到一起；同理上橋的Q21和Q22的并聯(lián)結構也是類(lèi)似連接。

3.并聯(lián)驅動(dòng)回路

基于TO247-4pin的開(kāi)爾文結構，功率發(fā)射極與信號發(fā)射級可彼此解耦，再加上1EDI40I12AF這顆驅動(dòng)芯片已配備OUTP與OUTN管腳，所以，每個(gè)單管的驅動(dòng)部分都有各自的Rgon、Rgoff和Rgee(輔助源極電阻)，進(jìn)行兩并聯(lián)后與驅動(dòng)IC的副邊相應管腳連接。

4. 驅動(dòng)部分設置

通過(guò)調整驅動(dòng)IC副邊電源和穩壓電路，調整門(mén)級電壓Vgs=+15V和Vgs=0V~-3V，然后設置門(mén)極電阻Rgon、Rgoff，和輔助源極電阻Rgee默認設為0Ω(1pΩ)，外加單管門(mén)極與驅動(dòng)IC之間的PCB走線(xiàn)電感Lgon/Lgoff/Lgee等。

圖1.SiC MOSFET并聯(lián)(驅動(dòng)一推二)的雙脈沖仿真Setup示意圖

03 SiC單管并聯(lián)中的寄生導通與源極環(huán)流的關(guān)系

在仿真之前，將圖1適當變換到圖2，再結合TO247-4開(kāi)爾文Pin的結構，讓大家看清楚所謂的源極環(huán)流位置。綠色Loop TOP1/2為并聯(lián)上管的環(huán)路，藍色Loop BOT1/2為并聯(lián)下管的環(huán)路。以并聯(lián)上管的Loop TOP為例，Loop TOP1主要由主功率的封裝外部源極電感Lex、封裝內部源極電感(圖中未畫(huà)出)和輔助源極電感Lgee等組成，Loop TOP2主要由驅動(dòng)門(mén)級電阻Rg和電感Lg以及輔助源極電阻Rgee和電感Lgee等構成。不難想見(jiàn)，只要有一點(diǎn)主回路的源極電感Lex或電流di/dt差異的“風(fēng)吹草動(dòng)”，都會(huì )被放大并投射到對應的環(huán)路中，直接或間接影響并聯(lián)器件內部的門(mén)級Vgs電壓。

圖2.由圖1變換的并聯(lián)上管和下管的環(huán)路示意圖

具體過(guò)程，我們通過(guò)仿真舉例分析：[下管雙脈沖，上管關(guān)斷]

門(mén)級設置Vgs=+15V/-3V，Q1和Q2的并聯(lián)源極電感先設為8nH，然后再將Q11和Q21的Lex電感改為5nH，如圖3所示，制造并聯(lián)的源極電感Lex的差異，看開(kāi)關(guān)波形的變化。

圖3.并聯(lián)仿真的電感與電阻設置

圖4.關(guān)斷過(guò)程仿真波形

如圖4所示：關(guān)斷過(guò)程的仿真波形，虛線(xiàn)為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實(shí)線(xiàn)為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。

圖5.開(kāi)通過(guò)程仿真波形

如圖5所示：開(kāi)通過(guò)程的仿真波形，虛線(xiàn)為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實(shí)線(xiàn)為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。

由上述開(kāi)關(guān)過(guò)程的仿真可知，源極電感除了對自身Q11/Q12的Id和Esw特性，還會(huì )顯著(zhù)影響對管Q21/Q22 的Vgs電壓尖峰(undershoot和overshoot)，尤其是overshoot的部分，如圖5所示，不僅將Q21/Q22的Vgs電壓尖峰抬高了2V，同時(shí)還引起了Vgs的持續振蕩。

為了驗證源極環(huán)流對上述overshoot的惡劣影響，我們又增加了一組仿真，將上管并聯(lián)的驅動(dòng)方式，由一驅二，改為單獨一驅一，下管維持不變，以此切斷上管并聯(lián)的環(huán)路，如圖6所示：

圖6.上管改為單獨一驅一的并聯(lián)驅動(dòng)方式

圖7.僅上管改為單獨一驅一的并聯(lián)驅動(dòng)方式后的開(kāi)通波形

圖7中，虛線(xiàn)為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實(shí)線(xiàn)為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH，且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。源極電感Lex的差異，在獨立驅動(dòng)的模式下，幾乎沒(méi)有抬高overshoot電壓尖峰。對比圖5和圖7，當切斷上管的源極環(huán)路之后，overshoot波形的尖峰和振蕩都得到了明顯的改善。

為了進(jìn)一步對比說(shuō)明，再補充一組上下管的并聯(lián)都改為單獨驅動(dòng)的仿真與波形，如圖8和圖9所示：

圖8.上下管皆為單獨一驅一的并聯(lián)驅動(dòng)方式

圖9 上下管皆為單獨一驅一的并聯(lián)驅動(dòng)方式的開(kāi)通波形

圖9中，虛線(xiàn)為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實(shí)線(xiàn)為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH，且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。波形結論與圖7類(lèi)似，由于下管也采用獨立的并聯(lián)驅動(dòng)模式，下管的電流均流和損耗差異也得到了非常好的控制。

因此，綜合上述的仿真波形對比與分析可知：在SiC單管并聯(lián)時(shí)，由于并聯(lián)電路中源極回路的存在，當源極電感Lex有差異時(shí)，就會(huì )引起形成源極環(huán)流，抬高overshoot電壓尖峰，進(jìn)一步增加了Vgs寄生導通的風(fēng)險。與此同時(shí)，該源極環(huán)流，也會(huì )對自身Vgs產(chǎn)生影響，進(jìn)而影響電流Id的均流和損耗Esw的差異。

04 既然“源極環(huán)流擋不住”，我們又該何去何從？

由上可知，在SiC單管的并聯(lián)應用中，無(wú)論是均流還是寄生導通的惡化，都是源極回路和環(huán)流“惹的禍”，尤其在普遍的一驅多的并聯(lián)方式下，幾乎“無(wú)處可逃”。那么在實(shí)際應用中，既然“源極環(huán)流擋不住”，我們又該何去何從，將寄生導通風(fēng)險降低呢？

策略1

盡可能做到Lex電感的對稱(chēng)

在并聯(lián)的PCB布局或母排設計時(shí)，盡可能做到器件外部源極電感的對稱(chēng)性。對于復雜的多并聯(lián)Case，可利用有限元的工具(如Q3D)進(jìn)行雜散電感提取以輔助優(yōu)化設計。

策略2

增加一些抑制與補救的措施

我們先通過(guò)仿真看下幾種常見(jiàn)措施的效果：

   ○ 采用單獨驅動(dòng)模式

單獨驅動(dòng)模式，相比一驅二的驅動(dòng)方式，可以從根本上切斷源極環(huán)路，將源極環(huán)流與寄生導通徹底解耦（如圖8和圖9所示），但也存在一些不足：例如，多個(gè)驅動(dòng)IC導致成本上升，不同驅動(dòng)IC的輸出延遲時(shí)間差異導致驅動(dòng)不同步等，尤其對于SiC這樣的高速器件，尤須謹慎。

   ○ 適當增加門(mén)級Cgs電容

圖10.增加門(mén)級Cgs電容的仿真Setup參數設置

仿真Setup參數設置如圖10所示，令并聯(lián)Lex的差異為5nH和8nH，觀(guān)察增加門(mén)級Cgs電容前后的開(kāi)通波形變化，如圖11所示：虛線(xiàn)為無(wú)Cgs電容，實(shí)線(xiàn)為有Cgs電容的開(kāi)通波形。

圖11.門(mén)級增加2.2nF電容前后的開(kāi)通波形對比

由上，可以看到Cgs以降低開(kāi)通速度，增加Eon損耗為代價(jià)，將上管Vgs的overshoot電壓尖峰從2V降低到0V，同時(shí)也大幅降低了Vgs電壓振蕩，對于寄生導通的抑制效果還是不錯的(但是對于Eon并聯(lián)差異的影響幾乎沒(méi)有)。

   ○ 合理搭配輔助源極電阻電感

圖12.設置輔助源極電阻Rgee參數舉例1

仿真Setup參數設置如圖12和14所示，令并聯(lián)Lex的差異為5nH和8nH，觀(guān)察配置了輔助源極電阻Rgee前后的開(kāi)通波形變化。其中圖13：虛線(xiàn)為無(wú)Rgee，實(shí)線(xiàn)為有Rgee后的開(kāi)通波形，輔助源極電阻Rgee反而推高了overshoot電壓；圖15為優(yōu)化輔助源極電感Lgee前后的開(kāi)通波形，虛線(xiàn)為L(cháng)gee=20nH，實(shí)線(xiàn)為L(cháng)gee=5nH，電感降低可以適當降低overshoot電壓尖峰。

圖13.增加輔助源極電阻前后的開(kāi)通波形對比1

圖14.優(yōu)化輔助源極電感Lgee參數舉例2

圖15.優(yōu)化輔助源極電感Lgee參數前后的開(kāi)通波形對比2

如果適當增加輔助源極電阻與門(mén)級電阻比例，效果如何呢？這里又補充了一組仿真對比，如圖16和17所示，從波形來(lái)看，基本與之前的兩組仿真結果類(lèi)似。

圖16.增加輔助源極電阻Rgee和電感Lgee參數舉例3

圖17.增加輔助源極電阻Rgee和電感Lgee前后的開(kāi)通波形對比3

結合上述仿真波形可知，輔助源極電阻Rgee和電感Lgee對于開(kāi)通時(shí)刻的寄生導通抑制效果一般，甚至Lgee電感控制不好，還會(huì )抬高overshoot電壓尖峰，增加并聯(lián)寄生導通的風(fēng)險，同時(shí)對于Eon差異也是無(wú)所助益。

   ○ 采用帶米勒鉗位的驅動(dòng)IC

為了顯出米勒鉗位的影響，我們對參數(Rg和Vgs電壓)進(jìn)行了適當微調，同時(shí)選擇了英飛凌1EDI30I12MF(含米勒鉗位功能)，設置驅動(dòng)電壓Vgs=15V/0V，如下圖18和19所示：

圖18.米勒鉗位仿真的參數設置

圖19.米勒鉗位仿真的電路示意圖(上管部分)

圖20.使能米勒鉗位前后的開(kāi)通仿真波形

(米勒鉗位回路電感Lx_clamp=2nH)

圖21.米勒回路電感Lx_clamp從2nH到5nH前后的鉗位效果仿真對比

結合圖20和圖21中的波形可知，米勒鉗位能一定程度抑制并聯(lián)時(shí)的overshoot電壓尖峰，但是無(wú)法控制Vgs振蕩，同時(shí)需要控制好米勒鉗位回路中寄生電感大小，稍微大一些，也可能導致抑制效果減半，甚至變的更差。

   ○ 在門(mén)級增加共模電感

門(mén)級增加共模電感的相關(guān)參數設置和電路，如下圖22所示：驅動(dòng)電壓Vgs=15V/0V

圖22.門(mén)級增加共模電感仿真參數舉例

圖23.門(mén)級增加共模電感仿真電路示意圖

圖24.增加門(mén)級共模電感前后仿真的開(kāi)通波形

由圖24的波形所示，在增加門(mén)級共模電感(uH級)前后，虛線(xiàn)為無(wú)共模電感，實(shí)線(xiàn)為增加了共模電感，可以明顯看到門(mén)級共模電感不僅可以顯著(zhù)改善overshoot的Vgs電壓尖峰和振蕩，還能有效控制均流和縮小Eon的差異，效果非常好。

   ○ 在功率源極增加耦合電感

功率源極增加耦合電感的仿真相關(guān)參數設置和電路，如下圖所示：驅動(dòng)電壓Vgs=15V/0V

圖25.功率源極增加耦合電感仿真參數舉例

圖26.功率源極增加耦合電感電路示意圖

圖27.功率源極增加耦合電感前后的仿真開(kāi)通波形

由圖27所示，功率源極增加耦合電感(uH級別)后，無(wú)論是Vgs的overshoot的電壓尖峰還是并聯(lián)的電流差異，都得到了幾乎完美的解決！

05 SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問(wèn)題小結

綜合上述的仿真分析，大致結論如下圖28所示：

圖28.SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問(wèn)題小結

來(lái)源：英飛凌，作者：張浩