帶有分布式鎖相環(huán)的相控陣的系統級LO相位噪聲模型

　　寬帶PLL假設采用S波段標稱(chēng)頻率，設置采用1 MHz環(huán)路帶寬(盡量與實(shí)際環(huán)路的帶寬一般寬)，以進(jìn)行快速調諧。

　　值得注意的是，選擇這些模型是為了代表可能的實(shí)際情況，且說(shuō)明了陣列中的累積效應。任何詳細的設計或許都能夠改善特定的PLL噪聲曲線(xiàn)，這在預料之中，且這種分析方法旨在幫助從工程角度去決定應將設計資源分配在哪些位置以獲得最佳總體效果，而不是為了做出相對于可用組件的確切論斷。

　　圖5右下角的圖計算了LO分布的總組合相位噪聲。其中應用了各個(gè)貢獻因素的PLL噪聲傳遞函數，它們都被調整至輸出頻率，也包含PLL環(huán)路帶寬的影響。系統數量也包括在內，并且假設它們是不相關(guān)的，因此，這個(gè)貢獻減少了10logN。假設分布數量為16，如前所述，分布貢獻會(huì )減少10log16。在實(shí)踐中，隨著(zhù)分布不斷重復，這種貢獻會(huì )進(jìn)一步減少。但是，額外的噪聲貢獻不那么顯著(zhù)。對于大型陣列中的扇出分布，噪聲將由第一組有源器件主導。在16組扇出的情況下，如果每個(gè)有源器件都是16個(gè)其他有源器件的輸入，那么在所有器件互不相關(guān)的情況下，16個(gè)器件的額外分布層只會(huì )降低～0.25 dB。如果繼續這種分布，總體貢獻將更小。因此，為了簡(jiǎn)化分析，不會(huì )考慮這種影響，且分布的噪聲貢獻通過(guò)計算前16個(gè)并行分布組件得出。

　　所得的曲線(xiàn)說(shuō)明了幾種效果。與單個(gè)PLL模型相似，近載波噪聲由基準頻率主導，遠載波噪聲由VCO主導，且在將不相關(guān)的VCO組合起來(lái)時(shí)，遠載波噪聲得到改善。這一點(diǎn)相當直觀(guān)。不太直觀(guān)的是，模型的值在由分布中的選擇主導的偏移頻率中占較大比重。這一結果導致考慮具有更低噪聲分布和更窄PLL環(huán)路帶寬的第二個(gè)示例。

　　圖6.分布式窄帶PLL，分布中具備放大器。

　　圖6顯示了一種不同的方法。采用相同的低噪聲晶體振蕩器作為參考。但通過(guò)RF放大器來(lái)分配，而不是通過(guò)PLL重定時(shí)和重新同步。選擇固定頻率的分布式PLL。這會(huì )產(chǎn)生兩種效果：采用單個(gè)頻率且調諧范圍較窄時(shí)，VCO本質(zhì)上可以更好，且環(huán)路帶寬可以變得更窄。左下角的圖顯示了各個(gè)貢獻因素。中央振蕩器與前一個(gè)例子相同。請注意分布放大器：考慮低相位噪聲放大器時(shí)，它們的性能不是特別高，但比起使用PLL LC(如之前的示例)要好得多。VCO更好、環(huán)路帶寬更窄時(shí)，分布式PLL在更高偏移頻率下會(huì )得到改善，但在～1 kHz的中間頻率下時(shí)，實(shí)際上要比寬帶PLL示例差。右下角顯示組合結果：參考振蕩器主導低頻，而高于環(huán)路帶寬時(shí)，性能會(huì )由分布式PLL主導，且隨著(zhù)分布式PLL的陣列尺寸和數量增加而提高。

　　圖7顯示這兩個(gè)示例之間的比較。注意～2 kHz到5 kHz偏移頻率范圍內的大范圍差異。

　　圖7.圖5和圖6之間的比較，顯示了基于所選的分布和架構的廣泛系統級性能范圍。

　　分布式PLL陣列級考慮因素

　　基于對總體系統相位噪聲性能的加權貢獻的理解，可以得出幾個(gè)與相控陣或多通道RF系統架構相關(guān)的結論。

　　PLL帶寬

　　針對相位噪聲優(yōu)化的傳統鎖相環(huán)設計將環(huán)路帶寬設置為偏移頻率，以最小化總體相位噪聲曲線(xiàn)。此時(shí)的頻率一般是參考振蕩器相位噪聲按輸出頻率標準化后與VCO相位噪聲相交的頻率。對于具有多個(gè)鎖相環(huán)的分布式系統，這可能不是最佳環(huán)路帶寬。分布式組件的數量也需要考慮。

　　要在采用分布式鎖相環(huán)實(shí)現的系統中獲得最佳LO噪聲，需要采用一個(gè)較窄的環(huán)路帶寬來(lái)最小化參考振蕩器的相關(guān)噪聲貢獻。

　　對于需要快速調優(yōu)PLL的系統，通常會(huì )擴大環(huán)路帶寬來(lái)優(yōu)化速度。遺憾的是，這種優(yōu)化分布式相位噪聲貢獻的思路本身就是背道而馳的?？朔@一問(wèn)題的選擇之一是在寬帶環(huán)路之前設置分布式窄帶清理環(huán)路，以降低參考噪聲和分布噪聲相關(guān)位置的偏移頻率。

　　大型陣列

　　對于使用數千個(gè)通道的系統，如果分布式組件的貢獻之間保持互不相關(guān)，則系統能夠獲得大幅改進(jìn)。主要考慮的問(wèn)題可能?chē)@參考振蕩器的選擇展開(kāi)，以及面向分布式接收器和激勵器維持低噪聲分布系統。

　　直接采樣系統

　　隨著(zhù)速度和RF輸入帶寬持續提升的GSPS轉換器的不斷普及，直接采樣系統正逐漸在微波頻率實(shí)現。這導致出現一種有趣的取舍現象。數據轉換器只需要一個(gè)時(shí)鐘頻率，RF調諧完全在數字域中完成。通過(guò)限制調諧范圍，可以構建具備相位噪聲性能更高的VCO。這也使得創(chuàng )建數據轉換器時(shí)鐘的PLL的環(huán)路帶寬降低。更低的環(huán)路帶寬會(huì )將參考振蕩器的噪聲傳遞函數降至更低的偏移頻率，從而減少它在系統中的貢獻。這一點(diǎn)，再加上改進(jìn)過(guò)的VCO，在某些情況下可能給分布式系統帶來(lái)好處，即使單通道比較結果似乎更青睞替代架構：

　　組件選項

　　根據系統架構中所需的選擇，設計人員擁有大量可用的組件選項。2018年度RF、微波和毫米波產(chǎn)品選型指南更新版現已發(fā)布。

　　近期的集成VCO/PLL選項包括ADF4371/ADF4372。它們提供的輸出頻率分別高達32 GHz和16 GHz，采用–234 dBc/Hz的先進(jìn)PLL相位噪聲FOM。ADF5610提供高達15 GHz的輸出。ADF5355/ADF5356的輸出可達13.6 GHz，ADF4356的輸出可達6.8 GHz。

　　對于單獨的PLL和VCO配置，ADF41513的工作頻率可達26 GHz，且配有一個(gè)先進(jìn)的鎖相環(huán)相位噪聲FOM，其相位噪聲FOM為-234 dBc/Hz。有時(shí)，在選擇PLL IC時(shí)要考慮的一個(gè)問(wèn)題是在盡可能高的頻率上操作鑒相器，從倍增20logN到輸出頻率，最小化環(huán)路中的噪聲。HMC440、HMC4069、HMC698和HMC699采用的PFD的工作頻率高達1.3 GHz。對于VCO，2018年選型指南列出了幾十個(gè)VCO選項，范圍從2 GHz到26 GHz不等。

　　對于直接采樣選項，ADC和DAC均已發(fā)布。產(chǎn)品支持在L頻段和S頻段直接采樣。ADC具有更高的輸入頻率帶寬，支持C頻段直接采樣。AD9208是一個(gè)雙通道3 GSPS ADC，輸入頻率為9 Ghz，支持在上Nyquist區采樣。AD9213是一個(gè)單通道10 GSPS ADC，支持具有較大瞬時(shí)帶寬的接收器。對于DAC， AD917x系列采用雙通道12 GSPS DAC，AD916x系列采用單通道12 GSPS DAC，經(jīng)過(guò)優(yōu)化之后可實(shí)現更低的殘留相位噪聲和更好的SFDR。兩個(gè)系列都支持L頻段和S頻段波形生成。

　　本節僅提供入門(mén)指南。頻率更高、性能更好的新器件層出不窮。請訪(fǎng)問(wèn)我們的網(wǎng)站，或者聯(lián)系本地銷(xiāo)售支持團隊獲得最新的IC信息。

　　結語(yǔ)

　　本文介紹了為采用分布式鎖相環(huán)的系統評估相位噪聲的方法。該方法的前提是：每個(gè)組件都可以通過(guò)其各自的噪聲、組件與系統輸出之間的噪聲傳遞函數、使用的數量以及器件之間的任何相關(guān)性來(lái)進(jìn)行跟蹤。所示的示例并不意在對可用的組件或架構功能進(jìn)行論斷。它們旨在說(shuō)明一種方法，以幫助設計人員在數字波束成形相控陣中，對LO中的陣列級相位噪聲貢獻因素以及為分布式波形發(fā)生器和接收器提供服務(wù)的時(shí)鐘分布網(wǎng)絡(luò )進(jìn)行有根據的評估。

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　　作者簡(jiǎn)介

　　Peter Delos是ADI公司航空航天和防務(wù)部門(mén)的技術(shù)主管，在美國北卡羅萊納州格林斯博羅工作。他于1990年獲得美國弗吉尼亞理工大學(xué)電氣工程學(xué)士學(xué)位，并于2004年獲得美國新澤西理工學(xué)院電氣工程碩士學(xué)位。Peter擁有超過(guò)25年的行業(yè)經(jīng)驗。其職業(yè)生涯的大部分時(shí)間花在高級RF/模擬系統的架構、PWB和IC設計上。他目前專(zhuān)注于面向相控陣應用的高性能接收器、波形發(fā)生器和合成器設計的小型化工作。