TD-SCDMA手機射頻前端設計

美信今年一季度開(kāi)發(fā)出商用的TD-SCDMA手機射頻套片，為TD-SCDMA的商用化進(jìn)程立下戰功。本文在該公司基于此套片的參考設計基礎上，詳細探討了在TD-SCDMA手機射頻前端設計中應考慮的一些關(guān)鍵技術(shù)問(wèn)題。

TD-SCDMA與另外兩種第三代移動(dòng)通信標準相比有四大技術(shù)特點(diǎn)：雙向智能天線(xiàn)技術(shù)、反向鏈路同步技術(shù)、反向聯(lián)合檢測技術(shù)、動(dòng)態(tài)信道分配技術(shù)，其中雙向智能天線(xiàn)技術(shù)得益于它收發(fā)同頻。除四大技術(shù)特點(diǎn)外，TD-SCDMA還有終端費用低、運營(yíng)成本低的優(yōu)勢，終端費用低得益于TDD工作模式；運營(yíng)成本低得益于收發(fā)同頻，不需要成對頻點(diǎn)。

圖1：TD-SCDMA手機射頻
單元參考設計功能框圖

美信公司新推出的商用TD-SCDMA手機射頻套片共有兩顆：MAX2507和MAX2392。MAX2507是發(fā)射芯片，集成了自模擬I/Q至功放輸出的所有電路，主要功能模塊有：I/Q正交調制器、混頻器、可變增益放大器、功率放大器、射頻本振VCO、射頻鎖相環(huán)、中頻本振電路、射頻功率檢波器。MAX2392 是零中頻接收芯片，集成了自低噪聲放大器至模擬I/Q輸出的所有電路，主要功能模塊有：低噪聲放大器、I/Q正交解調器、可變增益放大器、信道選擇濾波器、DC-Offset自動(dòng)去除電路、I/Q幅度自動(dòng)校準電路、VCO、鎖相環(huán)。為方便用戶(hù)設計，MAXIM還提供有完整的參考設計方案(圖1)，該參考設計的有效射頻PCB面積為6.6平方厘米，工作在3-3.6V，可直接由單節鋰電池供電。

3GPP針對TD-SCDMA終端規定了很多技術(shù)指標，這些指標根據其制定的目的可以分作三大類(lèi)：一是為滿(mǎn)足系統自身的需要而設定的指標，如發(fā)射機輸出功率等級、功率控制精度、最小可控發(fā)射功率、發(fā)射信號調制精度EVM、接收機靈敏度、最大可接收信號幅度、頻率穩準度等；二是為反映系統魯棒性而設定的指標，如接收機雜散響應指標、抗單音雙音干擾指標、接收機鄰道選擇性指標ACS等；三是為防止該系統對系統自身或其它系統造成干擾而設定的指標，如收發(fā)信機雜散輻射指標、發(fā)射機鄰道功率泄漏ACLR、發(fā)射信號頻域模板、發(fā)射機互調指標等。對于這些指標的詳細論述，請參考3GPP相關(guān)標準。本文以MAXIM參考設計為例，僅就一些具有挑戰性的指標加以討論。

ACLR指標

ACLR指標是為防止發(fā)信機對鄰近頻點(diǎn)信道造成干擾而設定的指標，它也是衡量發(fā)射機非線(xiàn)性失真程度的一個(gè)重要指標。TD-SCDMA信號屬于非恒包絡(luò )調制，它的成型濾波器是根升余弦濾波器，滾降系數為0.22，因此當通道存在非線(xiàn)性幅度壓縮時(shí)，在TD-SCDMA信號頻譜兩側會(huì )產(chǎn)生新的頻譜成份，ACLR指標是指落入鄰近信道的信號與主信道信號功率之比。TD-SCDMA標準規定相鄰信道ACLR指標應不大于-33dBc，隔一信道該指標應不大于-43dBc，但當泄漏到鄰近信道的信號功率小于-55dBm時(shí)，可不考慮ACLR指標。MAXIM參考設計在最大發(fā)射功率時(shí)，鄰信道與隔一信道ACLR指標都有較大余量。

MAX2507還有一個(gè)特點(diǎn)就是它在小信號發(fā)射時(shí)，ACLR指標并不是變得非常好，看來(lái)是一個(gè)缺點(diǎn)，實(shí)際上這恰恰是MAXIM工程師在設計MAX2507時(shí)的獨具匠心之處。MAX2507保證ACLR指標在所有發(fā)射功率電平下均能滿(mǎn)足標準要求，且有一定余量的同時(shí)，根據發(fā)射功率大小自適應地調整功放偏置電流，這使得該芯片在實(shí)際應用中非常省電。

發(fā)射信號頻譜模板

發(fā)射信號頻譜模板與ACLR同是為防止發(fā)信機對鄰近頻點(diǎn)信道造成干擾而設定的指標，同是由通道的非線(xiàn)性幅度壓縮而引起的，較ACLR指標相比，該指標更嚴格一些。ACLR指標只是粗略地規定了再生頻譜分量與主信道頻譜分量功率之比，而頻譜模板則詳細規定了再生頻譜分量在偏離載波0.8MHz至4MHz范圍內的相對大小。如果你測試過(guò)一些線(xiàn)性功放，你就會(huì )發(fā)現有時(shí)ACLR指標很好，但卻不能滿(mǎn)足頻譜模板的要求，原因是再生的頻譜分量上下兩個(gè)邊帶不對稱(chēng)，且邊帶的形狀并不是想象中的3階、5階頻譜的疊加形狀，其形狀之所以較理想非線(xiàn)性產(chǎn)物頻譜有較大差異，是因為它和非線(xiàn)性器件輸入輸出匹配有關(guān)。雖然MAX2507已設計成50歐姆輸入輸出阻抗以方便客戶(hù)使用，但實(shí)際應用中MAX2507功放前后的電路并不總是很理想，這樣就造成了再生頻譜分量的不對稱(chēng)和某些頻點(diǎn)處有凸包出現，以至于不能滿(mǎn)足頻譜模板的要求。為對付該問(wèn)題，MAXIM在MAX2507內部設計了一個(gè)巧妙的電路，通過(guò)更改寄存器數值來(lái)補償外部電路的非理想性，從而可以輕松解決該問(wèn)題。

圖2：交叉調制現象舉例

發(fā)射信號調制精度EVM

EVM是衡量發(fā)射機發(fā)射信號調制精度的一個(gè)重要指標，需注意的是該指標不是簡(jiǎn)單定義射頻信號的調制精度，而是先將射頻信號映射到I/Q平面，然后經(jīng)過(guò)匹配濾波器， 再抽樣得到離散的I/Q數值，EVM衡量的是該離散I/Q數值的精度。它與射頻信號的精度是不一樣的，原因是在求離散I/Q數據點(diǎn)時(shí)采用了成型濾波器，在頻域上看該濾波器可以將帶外噪聲抑制掉一些，從而提高了調制精度指標。3GPP標準中還指出在測量時(shí)，應盡可能地調整解調過(guò)程中本振的頻率和相位，以及采取所有可能的措施使最終誤差最小，這也就是說(shuō)射頻調制信號中有些失真與干擾將不計入EVM值，這些包括射頻通道的線(xiàn)性失真、載波泄漏、I/Q正交調制器的移相偏差、正交分量與同相分量幅度的不平衡，這樣算下來(lái)，影響EVM指標的還有兩大因素：相位噪聲與非線(xiàn)性產(chǎn)物。方程1是一個(gè)簡(jiǎn)化公式用來(lái)估算EVM值。

EQ1

其中，ACLR是指相鄰信道的ACLR測量值，Qrms是累積相位誤差，9.5是針對TD-SCDMA標準的一個(gè)修正值。

為驗證方程1是否正確，我們先利用ESG信號源產(chǎn)生簡(jiǎn)單的QPSK I/Q信號，這里碼片速率為 1.28M，成型濾波器為0.22滾降系數的根升余弦濾波器，將該信號加到圖1所示參考設計的輸入端，調整參考設計配置使其輸出功率為21dBm，這時(shí)利用FSIQ測得EVM約等于3.5%，鄰信道ACLR為-38.5dBc；接下來(lái)我們移開(kāi)ESG信號源，將參考設計的TxI+短接到地，從而在天線(xiàn)端口得到一個(gè)正弦波信號，用FSIQ測量該正弦波的相位噪聲，最后計算出1kHz-1MHz范圍內累積相位噪聲約為1.5度。我們將上面測試結果代入方程1式得:

EQ2

比較EVM測量值和計算值，其誤差不到一個(gè)百分點(diǎn)，可見(jiàn)方程1作為EVM的估算公式還是很有效的。3GPP標準要求EVM指標不大于17.5%，由上面測試結果可以看到圖1所示參考設計有很大余量。

接收機靈敏度與NF

接收機靈敏度是一個(gè)系統指標，不僅接收機射頻通道的性能影響該指標，基帶單元的解調算法也會(huì )影響該指標，用此指標來(lái)直接衡量射頻接收機的性能好壞顯然不合適。接收機射頻通道對小信號的惡化主要是加性白噪聲的影響，它反應接收機的噪聲系數指標。相位噪聲也會(huì )影響信號接收質(zhì)量，但在小信號時(shí)相對加性白噪聲的影響則微乎其微，故在此不考慮相位噪聲的影響。因此當接收機基帶單元確定的情況下，接收機靈敏度信號電平則與整機噪聲系數有著(zhù)直接對應關(guān)系。3GPP TR 25.945標準指出只要接收機噪聲系數不大于9dB，整機就應該滿(mǎn)足靈敏度指標(靈敏度電平為-108dBm)要求，這里也暗示了如還有問(wèn)題，則應該是基帶解調的問(wèn)題，與射頻接收機無(wú)關(guān)。圖1所示的參考設計整機噪聲系數約為5.7dB，相對9dB的最低要求有3.3dB余量，因此采用該射頻套片的手機其整機靈敏度應能達到-111dBm。

接收機非線(xiàn)性指標要求

3GPP TD-SCDMA標準眾多指標中有很多與接收機非線(xiàn)性有關(guān)，這些指標歸納起來(lái)有兩類(lèi)：一類(lèi)是為防止小信號時(shí)強干擾造成性能下降而設定的指標，如阻塞、雜散響應、雙音互調；另一類(lèi)指信號自身幅度太強，這里僅有一個(gè)指標就是最大輸入信號電平指標。為靈活應對這些指標要求，同時(shí)考慮手機的節電要求，MAXIM為接收芯片MAX2392設計了多種工作模式。MAX2392的低噪聲放大器有高低兩種增益模式，混頻器也有兩種增益模式，同時(shí)混頻器的線(xiàn)性度也有兩檔，這樣組合起來(lái)MAX2392有四種區別比較明顯的模式：HGML、HGHL、MG、LG。HGML指高增益中等線(xiàn)性度模式，這時(shí)低噪聲放大器處于高增益狀態(tài)，混頻器處于高增益低線(xiàn)性度狀態(tài)。HGHL指高增益高線(xiàn)性度模式，這時(shí)低噪聲放大器處于高增益狀態(tài)，混頻器處于高增益高線(xiàn)性度狀態(tài)。MG指中等增益模式，這時(shí)低噪聲放大器處于高增益狀態(tài)，混頻器處于低增益狀態(tài)，與混頻器的線(xiàn)性度無(wú)關(guān)。LG指低增益模式，這時(shí)低噪聲放大器與混頻器都處于低增益狀態(tài)，與混頻器的線(xiàn)性度無(wú)關(guān)。下面分別就一些具體的非線(xiàn)性指標要求做詳細討論。

a)接收機最大輸入信號電平指標。該指標涉及到接收機的兩個(gè)問(wèn)題：接收機通道增益控制范圍，因為該指標規定了天線(xiàn)端口最大輸入信號電平，而靈敏指標規定了最小輸入信號電平，我們總希望基帶接口處電平恒定，這就要求通道增益控制范圍至少大于這兩個(gè)指標規定的電平之差；該指標牽扯到的另一個(gè)射頻通道技術(shù)指標就是要求通道在如此大的信號電平下不能發(fā)生明顯的限幅。針對該指標要求，MAXIM建議將MAX2392置為低增益模式。圖1所示參考設計在低增益模式下測到輸入1dB壓縮點(diǎn)為-11.6dBm，而最大輸入信號電平為-25dBm，顯然可以滿(mǎn)足要求。

b)雜散響應與阻塞指標。雜散響應主要是針對超外差接收機提的指標，雜散響應點(diǎn)也稱(chēng)為寄生頻道，它是射頻本振與中頻的組合頻率。與一般阻塞相比，當干擾落在這些寄生頻道上時(shí)，它會(huì )對系統造成更大的危害。MAX2392是零中頻接收機，所以該問(wèn)題不明顯。阻塞指標又分為頻段內阻塞指標與頻段外阻塞指標，頻段外阻塞指標對系統的影響部分地可由前端射頻濾波器解決。阻塞信號對系統的影響有四個(gè)方面：倒易混頻影響、交叉調制影響、阻塞信號二次項成份的影響、阻塞信號直接透過(guò)信道濾波器加到基帶單元輸入端口造成的影響。倒易混頻影響是指干擾信號與本振邊帶噪聲混頻產(chǎn)物對系統的影響，它與本振相位噪聲指標有關(guān)，與通道非線(xiàn)性指標無(wú)關(guān)，后文再作詳細討論。阻塞信號直接透過(guò)信道濾波器造成的影響與信道濾波器的帶外抑制特性有關(guān)，與通道非線(xiàn)性指標無(wú)關(guān)，我們也把這個(gè)影響放到后面去討論。

圖2是以放大器為例來(lái)說(shuō)明交叉調制現象，混頻器也有交叉調制現象。圖2中f1頻點(diǎn)處信號可認為是阻塞信號，假定其功率譜密度函數為矩形函數，頻點(diǎn)f2處點(diǎn)頻信號是所要的信號，由圖中看到在輸出信號頻譜中f2處有三角型頻譜出現，這也就是所說(shuō)的交叉調制產(chǎn)物，該交叉調制產(chǎn)物大小與通道三階截止點(diǎn)有關(guān)，當輸入阻塞信號為平穩正態(tài)過(guò)程時(shí)，交叉調制產(chǎn)物功率可由方程3算出:

EQ3

即便頻點(diǎn)f2處所要的信號不是點(diǎn)頻信號，交叉調制產(chǎn)物依然存在，且電平大小同樣由方程3給出，只是這時(shí)交叉調制產(chǎn)物的頻譜形狀不再是三角形，而是三角形與信號功率譜密度函數的卷積。上面得出的公式是基于正態(tài)噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態(tài)噪聲相比更接近恒包絡(luò )信號，交叉調制產(chǎn)物會(huì )小一些，當干擾信號為恒包絡(luò )時(shí)，交叉調制產(chǎn)物為零。

圖3：阻塞信號二次項成份
對系統的影響模型

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在一個(gè)調制類(lèi)型的干擾信號在±4.8MHz處，電平為-49dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果我們認為靈敏度下降是因為交叉調制產(chǎn)物所導致的，只要交叉調制產(chǎn)物功率不大于靈敏度電平時(shí)的帶內總噪聲功率，則該指標就沒(méi)有問(wèn)題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標9dB，由此可以推出該指標所要求的等效三階截止點(diǎn)，該三階截止點(diǎn)與輸入阻塞信號的頻率偏移量有關(guān)，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

EQ4

阻塞信號二次項成份對系統的影響模型如圖3。阻塞信號的二次失真產(chǎn)物由三部分構成，當阻塞信號為平穩正態(tài)過(guò)程時(shí)，這三部分產(chǎn)物功率相等，功率大小圖3已標出。注意圖3中的公式是基于正態(tài)噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態(tài)噪聲相比更接近恒包絡(luò )信號，低頻交流產(chǎn)物會(huì )小一些，當干擾信號為恒包絡(luò )時(shí)， 低頻交流產(chǎn)物為零。該干擾模型僅是針對零中頻接收機而言，零中頻接收機可簡(jiǎn)單等效成一個(gè)混頻器，混頻器輸出包含本振頻率與輸入信號頻率的各種組合分量，而該干擾模型即是輸入信號的二次與本振頻率零次的組合分量，該組合分量中的低頻交流成份與直流成份恰好落在我們要的頻帶內，會(huì )影響系統性能。直流成份的影響也就是通常所說(shuō)的DC-offset，MAX2392有專(zhuān)門(mén)的DC-Offset去除電路，而低頻交流成份則無(wú)法去除。

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在一個(gè)調制類(lèi)型的干擾信號在±4.8MHz處，電平為-49dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果認為靈敏度下降是因為阻塞信號二次項成份中的低頻交流產(chǎn)物所導致的，只要該產(chǎn)物不大于靈敏度電平時(shí)的帶內總噪聲功率，則該指標就沒(méi)有問(wèn)題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標為9dB，由此可以推出該指標所要求的等效二階截止點(diǎn)，該二階截止點(diǎn)與輸入阻塞信號的頻率偏移量有關(guān)，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

EQ5

MAX2392有四種工作模式，在沒(méi)有干擾而且信號較弱時(shí)，建議采用HGML模式；上面阻塞指標所討論的情況應該是信號很弱，而且有較強干擾，這時(shí)建議將MAX2392置為HGHL模式。通過(guò)討論我們得到兩個(gè)射頻通道指標：IP₂和IP₃，關(guān)于IP₃，下面所要討論的雙音互調指標會(huì )有更高要求。方程5給出了阻塞指標所要求的IP₂應大于3dBm，圖1的參考設計在該指標上有很大余量。

c)雙音互調指標。無(wú)論是零中頻接收機還是超外差接收機都會(huì )面臨雙音互調干擾問(wèn)題。影響該指標的主要是混頻器及前面各級有源器件，混頻器后面電路因有信道濾波器的緣故，對此指標影響不大。3GPP規定TD-SCDMA終端當存在兩個(gè)干擾信號，一個(gè)為調制類(lèi)型的干擾信號，在±6.4MHz處，電平為-46dBm，另一個(gè)為點(diǎn)頻類(lèi)型干擾信號，在±3.2MHz處，電平為-46dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果認為靈敏度下降是因為互調產(chǎn)物所導致的，只要該產(chǎn)物功率不大于靈敏度電平時(shí)的帶內總噪聲功率，則該指標就沒(méi)有問(wèn)題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標為9dB，由此可以推出該指標所要求的等效三階截止點(diǎn)，該三階截止點(diǎn)與輸入干擾信號的頻率偏移量有關(guān)，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

EQ6

針對互調抑制指標所討論的情況，MAX2392應設置為HGHL模式，在該模式下，圖1所示參考設計完全能夠滿(mǎn)足該指標要求，且有一定余量。

接收機信道選擇性要求

TD-SCDMA標準規定的與接收機線(xiàn)性幅頻特性有關(guān)的指標包括：ACS、阻塞、雜散響應、交調抑制。阻塞與雜散響應點(diǎn)遠離TD-SCDMA頻段時(shí)，可通過(guò)選擇射頻前端的頻段濾波器加以解決，對于頻段內的阻塞干擾和雜散響應點(diǎn)，及雙音互調干擾，是要通過(guò)信道濾波器加以濾除。對于超外差結構的接收機來(lái)講，信道濾波器就是混頻器后通常采用的聲表面波濾波器。MAX2392是零中頻接收芯片，它的信道濾波器是I/Q支路上的有源低通濾波器，這已集成在芯片內部而且指標很高。ACS是3GPP對接收機所規定的唯一的一個(gè)純射頻技術(shù)指標，它直接規定了接收機信道濾波器對鄰近信道(±1.6MHz)的抑制程度為33dB。帶內阻塞指標規定當±3.2MHz處存在-61dBm的調制干擾時(shí)，或±4.8MHz處存在-49dBm的調制干擾時(shí)，系統靈敏度允許下降3dB。如果認為靈敏度下降是因為阻塞干擾直接透過(guò)濾波器加到基帶單元輸入端口所導致的，而不考慮非線(xiàn)性和倒易混頻的影響，只要透過(guò)去的干擾功率不大于靈敏度電平時(shí)的帶內總噪聲功率，則該指標就沒(méi)有問(wèn)題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標(9dB)，可以推出該指標所要求的信道濾波器帶外抑制特性：

EQ7 EQ8

雙音互調指標規定的兩個(gè)干擾信號，一個(gè)是點(diǎn)頻干擾，另一個(gè)是己調類(lèi)型干擾，點(diǎn)頻干擾其特征明顯，基帶很容易處理掉，這里只考慮已調干擾的影響，按與上面帶內阻塞同樣的分析方法可推出：

EQ9

至此，對信道濾波器帶外抑制特性我們有了4個(gè)參數，即該濾波器對±1.6MHz通道相對抑制應不小于33dB，對±3.2MHz通道相對抑制應不小于43dB，對±4.8MHz通道相對抑制應不小于55dB，對±6.4MHz通道相對抑制應不小于58dB。MAX2392信道選擇濾波器指標遠遠高于上述四點(diǎn)要求，關(guān)于濾波器的頻響特性曲線(xiàn)請參考MAX2329數據手冊。

相位噪聲

TD-SCDMA標準沒(méi)有明確提出收發(fā)信機相位噪聲指標，但標準規定的很多其它指標與相位噪聲有關(guān)：發(fā)射信號調制精度EVM指標與發(fā)通道鎖相環(huán)的相位噪聲有關(guān)，方程1給出了它們之間的關(guān)系，其實(shí)EVM主要還是由非線(xiàn)性指標所決定的，除非鎖相環(huán)指標太差；接收機靈敏度與接收通道本振相位噪聲指標有關(guān)，但靈敏度指標對相位噪聲要求不高，即便是16QAM信號也是一樣，影響靈敏度的主要還是加性白噪聲；頻率穩準度指標與收發(fā)鎖相環(huán)指標均有關(guān)。頻率穩準度指標好像在講頻率精確度問(wèn)題，但仔細琢磨一下標準規定的測試方法，就會(huì )明白頻率穩準度指標與噪聲系數、接收發(fā)射通道本振相位噪聲、基帶單元頻率估值算法有關(guān)。該指標主要取決于基帶算法和發(fā)射通道鎖相環(huán)相位噪聲，圖1所示參考設計中發(fā)射芯片MAX2507的鎖相環(huán)是∑-△型鎖相環(huán)，相位噪聲指標非常高；阻塞指標、雙音互調指標與接收通道本振相位噪聲指標有關(guān)。阻塞指標、雙音互調指標對系統的影響有一個(gè)途徑就是倒易混頻。在阻塞抑制指標和雙音互調指標中都提到允許接收機靈敏度下降3dB，如果認為靈敏度下降的原因全部是由倒易混頻產(chǎn)物導致的，則只要該產(chǎn)物功率不大于靈敏度電平時(shí)的帶內總噪聲功率，該指標就沒(méi)有問(wèn)題。仍假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標(9dB)，可以導出一個(gè)限制本振遠端噪聲底的指標:

EQ10

在阻塞及雙音互調指標中提到的最大干擾功率為-46dBm點(diǎn)頻信號，偏離有用信號中心為3.2MHz，將該值代入上式，得到關(guān)于接收機本振相噪的一個(gè)指標：本振相位噪聲在偏離中心3.2MHz外，必須優(yōu)于-119dBc/Hz。MAX2392在該點(diǎn)處的相位噪聲遠優(yōu)于此最低要求。

零中頻接收機與DC-Offset

但凡零中頻接收機都有DC-offset問(wèn)題，DC-offset的產(chǎn)生有這樣幾個(gè)原因：本振自混、混頻器偶次項非線(xiàn)性失真產(chǎn)物、平衡混頻器正反向導通時(shí)間不相等、平衡混頻器負載不平衡等。不管是怎樣產(chǎn)生的，重點(diǎn)是去除該直流偏移量。對于一個(gè)電路來(lái)說(shuō)，它要除去直流分量而保留交流分量，那么它必然是一個(gè)高通型濾波器，應該如何設計這一高通濾波器，又如何方便地調整濾波器參數？一般有三種情況：一是采用固定高通濾波器，以不變應萬(wàn)變，其優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，缺點(diǎn)是響應時(shí)間長(cháng)；二是采用一個(gè)高拐點(diǎn)的高通濾波器，該濾波器只是在特定時(shí)間起作用，響應速度快，響應完后電路記住其響應終值，然后利用該終值去對消通道上的直流偏移量，其缺點(diǎn)是環(huán)境改變后，記錄的以前的響應終值無(wú)法對消直流偏移量；三是靈活改變高通濾波器的拐點(diǎn)，很明顯它綜合了上述兩種方法的優(yōu)點(diǎn)。