基于SAR模數轉換器的前端器件設計探究

表1. 建立至N位分辨率所需的時(shí)間常數數目

計算出濾波器近似帶寬后，就可以分別選擇 REXT 和 CEXT 的值。上述計算假設 CEXT = 2.7 nF,這是數據手冊所示應用電路的典型值。如果選擇較大的電容，則當容性DAC切換回輸入端時(shí)，對反沖的衰減幅度會(huì )更大。然而，電容越大，驅動(dòng)放大器就越有可能變得不穩定，特別是給定帶寬下 REXT 值較小時(shí)。如果 REXT 值太小，放大器相位裕量會(huì )降低，可能導致放大器輸出發(fā)生響鈴振蕩或變得不穩定。對于串聯(lián) REXT較小的負載，應采用低輸出阻抗的放大器來(lái)驅動(dòng)?？梢岳肦C組合和放大器的波特圖執行穩定性分析，以便驗證相位裕量是否充足。最好選擇1 nF至3 nF的電容值和合理的電阻值，以使驅動(dòng)放大器保持穩定。此外務(wù)必使用低電壓系數的電容，如NP0型，以保持低失真。

REXT 的值必須能使失真水平保持在要求的范圍以?xún)?。圖6顯示了驅動(dòng)電路電阻對失真的影響與 AD7690輸入頻率的函數關(guān)系。失真隨著(zhù)輸入頻率和源電阻的提高而提高。導致這種失真的原因主要是容性DAC提供的阻抗的非線(xiàn)性特性。

圖6. 源電阻對THD的影響與輸入頻率的關(guān)系

低輸入頻率(10 kHz)可以支持較大的串聯(lián)電阻值。失真還與輸入信號幅度有關(guān);對于同一失真水平，較低的幅度可以支持較高的電阻值。計算上例中的 REXT :τ = 51.16 ns,假設 CEXT 為2.7 nF,得到電阻值為18.9 Ω。這些值接近ADI數據手冊應用部分給出的常見(jiàn)值。

此處計算的標稱(chēng)RC值是有用的指南，但不是最終解決方案。選擇 REXT 與 CEXT 之間的適當平衡點(diǎn)，需要了解輸入頻率范圍、放大器可以驅動(dòng)多大的電容以及可接受的失真水平。為了優(yōu)化RC值，必須利用實(shí)際的硬件進(jìn)行試驗，從而實(shí)現最佳性能。

2 選擇合適的放大器

在上一部分中，我們根據輸入信號和ADC吞吐速率，計算了適合ADC輸入的RC帶寬。接下來(lái)必須利用此信息選擇合適的ADC驅動(dòng)放大器。需要考慮如下方面：

·放大器大小信號帶寬

·建立時(shí)間

·放大器噪聲特性以及對系統噪聲的影響

·失真

·失真對于電源軌的裕量要求

該數據手冊通常會(huì )給出放大器的 小信號帶寬 .但是，根據輸入信號的類(lèi)型，大信號帶寬 可能更重要，尤其是高輸入頻率(>100 kHz)或多路復用應用(因為電壓擺幅較大)，而且輸入信號的正向建立更加關(guān)鍵。例如，ADA4841-1 的小信號帶寬為80 MHz(20 mV p-p信號)，但大信號帶寬僅3 MHz(2 V p-p信號)。上例采用AD7980,計算的RC帶寬為3.11 MHz.對于較低的輸入頻率，ADA4841-1是很好的選擇，因為其80 MHz小信號帶寬對于反向建立而言綽綽有余，但在多路復用應用中則有困難，因為對于大信號擺幅，此時(shí)的RC帶寬要求提高到3.93 MHz.這種情況下，更合適的放大器是ADA4897-1,它具有30 MHz的大信號帶寬。一般而言，放大器的小/大信號帶寬至少應比RC帶寬大兩三倍，具體取決于是以反向建立還是正向建立為主。如果要求放大器級提供電壓增益(這會(huì )降低可用帶寬)，更適用這條原則，甚至可能需要帶寬更寬的放大器。

看待正向建立要求的另一種方式是查看放大器的建立時(shí)間特性，它通常是指建立到額定階躍大小某一百分比所需的時(shí)間。對于16位到18位性能，通常要求建立到0.001%,但大多數放大器僅指定不同階躍大小的0.1%或0.01%建立時(shí)間。因此，為了確定建立特性是否支持ADC吞吐速率，需要對這些數值進(jìn)行折中。ADA4841-1針對8 V階躍給出的0.01%建立時(shí)間為1 μs.在驅動(dòng)1 MSPS(1 μs周期)AD7980的多路復用應用中，它將無(wú)法使滿(mǎn)量程階躍的輸入及時(shí)建立，但如果降低吞吐速率，例如500 kSPS可能是可行的。

RC帶寬對于確定放大器的最大容許噪聲量十分重要。放大器噪聲一般通過(guò)低頻1/f噪聲(0.1 Hz至10 Hz)和高頻時(shí)的寬帶噪聲譜密度(圖7所示噪聲曲線(xiàn)的平坦部分)來(lái)規定。

圖7. ADA4084-2電壓噪聲與頻率的關(guān)系

折合到ADC輸入端的總噪聲可以按照如下方法計算。首先，計算放大器寬帶頻譜密度在RC帶寬上的噪聲。

其中， en = 噪聲頻譜密度(V/Hz)， N = 放大器電路噪聲增益， BWRC = R帶寬(Hz)

然后，通常通過(guò)下式計算低頻1/f噪聲;它通常指定為峰峰值，需要轉換為均方根值。

其中，

= 1/f峰峰值噪聲電壓，N = 放大器電路噪聲增益。

總噪聲為以上兩個(gè)噪聲的和方根：

為將驅動(dòng)器噪聲對總SNR的影響降至最低，此總噪聲應為ADC噪聲的1/10左右。根據目標系統的SNR要求，可能還允許更高的噪聲。例如，如果ADC的SNR為91 dB, VREF= 5 V,則總噪聲應小于或等于

由此值很容易算出1/f噪聲和寬帶噪聲譜密度的最大允許值。假設擬用的放大器具有可忽略不計的1/f噪聲，以單位增益工作，并采用RC帶寬為上例計算值(3.11 MHz)的濾波器，那么

因此，該放大器的寬帶噪聲譜密度必須小于或等于2.26 nV/√Hz.ADA4841-1的寬帶噪聲譜密度為2.1 nV/√Hz,符合這一要求。

放大器需要考慮的另一個(gè)重要特性是特定輸入頻率時(shí)的失真。通常，為獲得最佳性能，16位ADC需要大約100 dB的總諧波失真(THD)，18位ADC需要大約110 dB.圖8顯示對于2 V p-p輸入信號，ADA4841-1的典型失真與頻率的關(guān)系圖。

圖8. ADA4841-1的失真與頻率的關(guān)系

圖中顯示的不是總諧波失真，而是一般最為重要的二次和三次諧波成分。ADA4841-1的噪聲非常小，失真特性?xún)?yōu)異，足以驅動(dòng)18位ADC到大約30 kHz.當輸入頻率接近100 kHz或更高時(shí)，失真性能開(kāi)始下降。為在高頻時(shí)實(shí)現低失真，需要使用功耗更高、帶寬更寬的放大器。較大的信號也會(huì )降低性能。對于0 V至5 V的ADC輸入，失真性能信號范圍將提高到5 V p-p.從圖8所示的失真圖可看出，這將產(chǎn)生不同的性能，因此放大器可能需要測試，以確保它滿(mǎn)足要求。圖9比較了多個(gè)輸出電壓水平的失真性能。

圖9. 不同輸出電壓水平下失真與頻率的關(guān)系

裕量，即放大器最大實(shí)際輸入/輸出擺幅與正負電軌之差，也可能影響THD.放大器可能具有軌到軌輸入和/或輸出，或者要求最高1 V甚至更大的裕量。即便是軌到軌輸入/輸出，如果工作信號電平接近放大器的供電軌，也將難以獲得良好的失真性能。因此，最好應選擇讓最大輸入/輸出信號遠離供電軌的電源電平?？紤]一個(gè)0 V至5 V輸入范圍的ADC,采用ADA4841-1放大器驅動(dòng)，需要將ADC的范圍提高到最大。該放大器具有軌到軌輸出，對輸入有1 V的裕量要求。如果用作單位增益放大器，則至少需要1 V的輸入裕量，正電源至少必須是6 V.輸出為軌到軌，但仍然只能驅動(dòng)到地或正供電軌的大約25 mV范圍內，因而需要一個(gè)負供電軌，以便一直驅動(dòng)到地。為了給失真性能留有一定的裕量，負供電軌可以是-1 V.

如果允許降低ADC輸入范圍，從而喪失一定的SNR,則可以消除負電源。例如，如果ADC的輸入范圍降為0.5 V至5 V,此10%損失將導致SNR降低大約1 dB.然而，這樣就可以將負供電軌接地，從而消除用以產(chǎn)生負電源的電路，降低功耗和成本。

3 結語(yǔ)

因此，選擇放大器時(shí)，務(wù)必考慮輸入和輸出信號范圍要求，以便確定所需的電源電壓。本例中，額定工作電壓為5 V的放大器不能滿(mǎn)足要求;但ADA4841-1的額定電壓高達12 V,所以使用較高的電源電壓將能實(shí)現出色的性能，并提供充足的電源裕量。