如何設計出高能效、高可靠性和高功率密度的同步降壓穩壓器

同步降壓穩壓器是一種常用的電源 ，隨著(zhù)各類(lèi)應用要求的不斷提高，行業(yè)越來(lái)越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設計方案。比如 應用于無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)的負載點(diǎn)(PoL)電源，輸入電壓越來(lái)越寬，工作頻率、功率密度也越來(lái)越高，隨著(zhù)技術(shù)的發(fā)展，甚至可將整個(gè)電源系統集成在單個(gè)封裝中。同步降壓穩壓器其電路結構本身非常簡(jiǎn)單， 但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩壓器的設計，還是有著(zhù)不少的技術(shù)挑戰，必須對穩壓器電路的各種工作狀態(tài)有著(zhù)非常深入、透徹的了解，同時(shí)還需完成大量的計算工作。本文將介紹快速設計出高效可靠的同步降壓穩壓器的技術(shù)， 以及安森美半導體的 Power Supply WebDesigner在線(xiàn)設計工具，爸工程師解決所面臨的技術(shù)挑戰。

動(dòng)態(tài)性能的設計

設計一個(gè)可靠的同步降壓穩壓器，首先必須滿(mǎn)足其動(dòng)態(tài)性能指標如負載響應能力。而輸出電感、電容的選擇會(huì )直接影響到穩壓器的動(dòng)態(tài)性能，所以同步降壓穩壓器的功率電路設計通常是從選擇輸出電感和電容開(kāi)始。

1、選擇電感

從電路設計的角度，為實(shí)現快速瞬態(tài)響應， 必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會(huì )增加電感電流紋波，導致電感中有效電流值增加而使得導通損耗增大，同時(shí)所導致的峰值電流的增加，也會(huì )大大增加控制管的開(kāi)關(guān)損耗。

使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩態(tài)輸出電壓紋波，所導致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗，但電感太大不僅會(huì )導致相對較大的直流阻抗，產(chǎn)生較高的電感損耗，還會(huì )降低穩壓器的負載響應能力，從而降低穩壓器的動(dòng)態(tài)性能。

為選擇適當的電感，通?？杉俣娏骷y波ΔILO為電感平均電流的30%，然后根據下面的公式直接計算出合適的電感值。

2、選擇電容

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個(gè)因素：一是穩態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當負載從滿(mǎn)載到空載突變時(shí)所允許的最大輸出過(guò)沖電壓。

但輸出電容也不是越大越好，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯(lián)電阻會(huì )影響到穩壓器的輸出電路的性能以及當負載突變時(shí)穩壓器的瞬態(tài)響應能力。

通常，輸出電容應首選： 一，有較小等效串聯(lián)電阻(ESR)的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波; 二， 有較小等效串聯(lián)電感(ESL)的電容， 以便在負載突變時(shí)抑制輸出偏差。

能效設計

作為控制管和同步整流開(kāi)關(guān)， 功率MOSFET廣泛用于降壓穩壓器中。它們消耗大部分的損耗功率，通常決定了穩壓器的整體能效。

1、選擇最佳的MOSFET

針對不同的設計要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的工程師會(huì )根據額定電流的大小來(lái)選擇MOSFET，希望以此來(lái)控制產(chǎn)品成本;為最大限度地降低導通損耗，有的工程師則會(huì )選擇具有最低RDS(ON)的MOSFET;還有的根據質(zhì)量因數(FOM)= RDS(ON)xQg(TOT)來(lái)進(jìn)行選擇，希望能平衡導通損耗和開(kāi)關(guān)損耗……這些依賴(lài)于參數的選擇方法其實(shí)都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒(méi)有考慮具體的開(kāi)關(guān)損耗;而最低RDS(ON)法，成本可能會(huì )涓擼且MOSFET寄生電容可能導致更低的能效; FOM法則不能預測能效或成本。

因此，無(wú)論是為了降低成本，提高能效，還是為了設計更緊湊的產(chǎn)品，必須完整計算出電路損耗及工作溫度，才能確保設計出的產(chǎn)品能工作在可靠的工作溫度范圍，達到最佳的能效。

2、計算MOSFET的損耗

在計算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩壓器中的工作機制。圖1所示為簡(jiǎn)化的穩壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管，Q2 為同步管。

圖1：簡(jiǎn)化的穩壓器的功率電路原理圖

同步降壓穩壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開(kāi)關(guān)順序是A-B-C-B-A，如圖2所示。

圖2：同步降壓穩壓器的開(kāi)關(guān)順序

狀態(tài)A：控制管導通，輸入電流經(jīng)過(guò)控制管、電感傳送到輸出端。

狀態(tài)B：控制管和同步管同時(shí)關(guān)斷，電感儲能通過(guò)同步管的寄生二極管放電，傳送到輸出端。

狀態(tài)C：同步管導通，電感儲能通過(guò)同步管放電，傳送到輸出端。

MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導通損耗(PCOND)、控制管的開(kāi)關(guān)損耗PSW、同步管的開(kāi)關(guān)損耗、控制管和同步管的柵極驅動(dòng)損耗PRgate。在140 kHz頻率下導通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著(zhù)頻率升高，總功耗中逐漸以開(kāi)關(guān)損耗(PSW)為主。

1). 控制管Q1的損耗計算

Q1工作在硬開(kāi)關(guān)條件下，在小占空比或高頻(> MHz)時(shí)以開(kāi)關(guān)損耗為主，開(kāi)關(guān)性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導致反向恢復損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導通, 造成Q1、Q2直通現象，導致額外的損耗。另外，值得注意的是，由Q2體二極管導致的反向恢復損耗、 Q2輸出電容導致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上 [Ref. 1,2]。因此，在計算Q1的開(kāi)關(guān)損耗和溫度時(shí)必須綜合考慮到Q2的影響。另外，Q1的導通阻抗隨結溫上升而上升。結溫越高，導通阻抗越高，導通損耗就越高， 使得結溫進(jìn)一步上升。因此，對Q1的導通損耗必須循環(huán)反復計算，直到管子的溫度計算結果穩定下來(lái)。

對于高頻應用(>MHz)，控制管Q1的選用應針對降低開(kāi)關(guān)損耗進(jìn)行優(yōu)化。Q1損耗的計算公式如下：

Q1的導通損耗PCOND隨輸入電壓(VIN)增加而降低，開(kāi)關(guān)損耗PSW隨VIN增加而增加，柵極驅動(dòng)損耗PRgate與VIN無(wú)關(guān)。當VIN為最大或最小時(shí)，Q1的總損耗最大。

2). 同步管Q2的損耗計算

Q2工作在零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)條件下，當Fsw1.5 MHz時(shí)通常以導通損耗為主。在選擇Q2時(shí)，建議選用：

Ø具有低FOM(低Rds_on x Qgs)的MOSFET，以降低Q2的總損耗

Ø低Qgd/Qgs 比率(1)以防止快速dv/dt引起 Q1、Q2的直通現象

Ø對于高頻應用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢復損耗以及二極管導通損耗

Q2的損耗計算公式如下：

Q2的導通損耗PCOND隨VIN升高而增加，開(kāi)關(guān)損耗PSW只是隨著(zhù)VIN升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導通損耗PDcond和柵極驅動(dòng)損耗PRgate都與VIN無(wú)關(guān)。因此，當VIN為最大時(shí)，Q2損耗最大。

綜上所述，當VIN為最大或最小時(shí)，Q1 + Q2總的損耗最大。進(jìn)行計算時(shí)，必須同時(shí)考慮Q1和Q2的相互影響。

設計示例

以下通過(guò)一個(gè)設計示例, 演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的 優(yōu)化選擇。如果要設計一個(gè)輸出為5 V、10 A的同步降壓穩壓器，其輸入電壓VIN=8---16V，工作頻率FSW= 350kHz?？紤]到20%的安全裕量及開(kāi)關(guān)節點(diǎn)的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30 V以上、額定電流IDCONT 額定值≥ 10.3 A的MOSFET。然后，根據具體的應用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡(jiǎn)化演示，我們選擇采用5x6 mm PQFN (Power 56) 封裝的器件。綜合以上選擇條件，安森美半導體的產(chǎn)品陣容中有超過(guò)150個(gè)器件供選擇，我們需再進(jìn)一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡(jiǎn)化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個(gè)器件。

對于Q2，VIN= VINMAX時(shí)損耗最大。圖3所示的12個(gè)器件中，FDMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2 寄生參數會(huì )影響Q1的 開(kāi)關(guān)損耗， 最小Q2 損耗通常并不意味著(zhù)最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來(lái)找到最佳的Q2以實(shí)現最高能效。

圖3：Q2的損耗對比

對于Q1，VIN= VINMAX或VINMIN時(shí)損耗最大。圖4所示的12個(gè)器件中，FDMS8027S和FDMS8023S分別在VIN= VINMAX和VINMIN時(shí)有最低的最大損耗的Q1。

圖4：Q1的損耗對比

為優(yōu)化轉換器能效，首先根據VIN選擇損耗最小的Q1，然后選擇產(chǎn)生損耗最小的Q2。本例中， 無(wú)論VIN最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS(但并不總是如此，特別是具有寬VIN范圍或高FSW時(shí))。

圖5：優(yōu)化組合Q1和Q2

由于當VIN=VINMAX或VINMIN，Q1 + Q2總的損耗最大，我們需對總的損耗進(jìn)行對比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖6所示，選用FDMS8027S為Q1，FDMS7658AS為Q2時(shí)，Q1+Q2的最大損耗最低。

圖6：Q1和Q2總的損耗對比

快速設計高效可靠的同步降壓穩壓器的工具：Power Supply WebDesigner

上述設計示例表明，在設計同步降壓穩壓器時(shí)，為選擇最佳的Q1和Q2需進(jìn)行大量繁瑣復雜的計算。為幫助工程師快速完成高效可靠的設計，安森美半導體提供了強大的在線(xiàn)設計平臺Power Supply WebDesigner ，加速FET優(yōu)化。

圖7：Power Supply WebDesigner 在線(xiàn)設計平臺

通過(guò)Power Supply WebDesigner里的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具Power Train Loss，工程師可輕松對比合格MOSFET器件的數據及性能，自動(dòng)排除超過(guò)TJ 限制的器件，選擇設計裕量和工作溫度范圍，選擇單個(gè)或雙重封裝的MOSFET，根據額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻, 立即計算出不同的Q1 + Q2 組合的損耗，。在完成選定Q1和Q2后，工程師可獲得輸入電壓D圍和負載D圍內功率回路的各類(lèi)損耗和能效曲線(xiàn)，并根據各類(lèi)曲線(xiàn)和功率回路能效匯總表針對不同的設計進(jìn)行完整的分析、比較 (圖8]。最后，Power Supply WebDesigner可提供PNG格式的電路原理圖、Excel格式的器件清單、完整的PDF設計報告，工程師可在線(xiàn)保存，便于以后參考或修改。

圖8：SynchronousBuck功率回路損耗分析工具應用

總結

為滿(mǎn)足行業(yè)高能效、高可靠性和高功率密度的設計趨勢，在進(jìn)行同步降壓穩壓器的設計時(shí)，需從動(dòng)態(tài)性能、能效設計等方面綜合考慮。通過(guò)仔細調整元器件值，能夠相對容易地實(shí)現優(yōu)化的動(dòng)態(tài)性能，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術(shù)通常較為繁瑣復雜。安森美半導體的Power Supply WebDesigner可幫助簡(jiǎn)化設計流程，加速MOSFET優(yōu)化選擇。

[1]: Understanding Diode Reverse Recovery and its Effect on Switching Losses. Fairchild Power Seminar 2007. Fairchild now is part of On Semiconductor

[2]: AN6005 Synchronous buck MOSFET loss calculations with Excel model . Fairchild App Note. Fairchild now is part of On Semiconductor