圖文詳解數字接收機的應用設計

本文介紹了設計一個(gè)數字廣播接收機的基礎知識。有許多新的數據轉換器和無(wú)線(xiàn)技術(shù)的發(fā)展，復雜的接收機設計大大簡(jiǎn)化。本文試圖解釋如何計算這種接收機的靈敏度和選擇性。它決不是一個(gè)詳盡的闡述，而是一個(gè)底漆等許多技術(shù)和計算參與設計。

許多無(wú)線(xiàn)電設計和架構的進(jìn)步現在允許快速變化無(wú)線(xiàn)電領(lǐng)域的設計。這些變化允許減少規模、成本、復雜性和提高制造使用數字組件替換不可靠和精確地模擬組件。要實(shí)現這一目標，許多先進(jìn)的半導體設計和制造要求，在過(guò)去的幾年里取得成果。其中一些進(jìn)展包括更好的集成攪拌機，LNA、改善看到過(guò)濾器、低成本高性能adc和可編程數字調諧器和過(guò)濾器。

收音機是什么?

傳統上，無(wú)線(xiàn)電已經(jīng)被認為是“盒子”，連接到天線(xiàn)和背后的一切，然而，許多系統設計劃分為兩個(gè)獨立的子系統。廣播和數字處理器。分割，收音機的目的是下轉換和過(guò)濾所需的信號，然后數字化信息。同樣，數字處理器的目的是將數字化數據，提取出所需的信息。

需要理解很重要的一點(diǎn)是，數字接收機不一樣的數字無(wú)線(xiàn)電(調制)。事實(shí)上，數字接收機將做一個(gè)出色的工作在接收AM和FM等任何模擬信號。數字接收機可以接收任何類(lèi)型的調制包括任何模擬或數字調制標準。此外，由于數字處理器的核心是一個(gè)數字信號處理器(DSP)，這使得整個(gè)無(wú)線(xiàn)電接收機本身的許多方面是通過(guò)軟件控制。因此，這些需求方可以重組與升級或新功能在客戶(hù)細分的基礎上，所有使用相同的硬件。然而，這本身是一個(gè)完整的討論，而不是本文的重點(diǎn)。

本文的重點(diǎn)是收音機以及如何預測/設計性能。將討論下列主題：

可用的噪聲功率

級聯(lián)噪聲圖

圖和adc噪聲

轉換增益和敏感性

ADC虛假信號和高頻振動(dòng)

三階截點(diǎn)

ADC時(shí)鐘抖動(dòng)

相位噪聲

IP3的射頻部分

單載波和基于

有兩種基本類(lèi)型的收音機正在討論。第一個(gè)被稱(chēng)為單載波和第二個(gè)基于接收機它們的名字所暗示的明顯，但是其功能可能不是完全清楚。單載波接收機是一種傳統的無(wú)線(xiàn)電接收機中選擇性的模擬濾波器如果階段?；诮邮照哌M(jìn)程內的所有信號頻帶與一個(gè)射頻/模擬地帶和派生選擇性數字濾波器中遵循模擬到數字轉換器。這樣一個(gè)接收器的好處是，在應用程序與多個(gè)接收器調節到不同的頻率在同一個(gè)樂(lè )隊可以實(shí)現更小的系統設計和降低成本，由于消除了冗余電路。一個(gè)典型的應用程序是一個(gè)細胞/無(wú)線(xiàn)本地環(huán)路系統基站。另一個(gè)應用程序可以監視接收器通常使用掃描器監視多個(gè)頻率。這個(gè)應用程序允許同時(shí)監測的頻率而不需要順序掃描。

典型的單載波接收機

典型的基于接收機

實(shí)現一個(gè)數字廣播接收機的好處

之前的詳細討論設計一個(gè)數字廣播接收機進(jìn)行了討論，需要討論的一些技術(shù)的好處。包括過(guò)采樣、處理增益，采樣、頻率規劃/刺激位置。這些提供技術(shù)優(yōu)勢與傳統無(wú)線(xiàn)電接收機設計不可以實(shí)現的。

在采樣和處理增益

奈奎斯特準則細密地決定了任何給定信號所需的采樣率。很多時(shí)候，奈奎斯特率是援引的采樣率最高頻率分量的兩倍。這意味著(zhù)如果抽樣程序在70 MHz，采樣率140 m / s的一個(gè)需要。如果我們的信號只占5 MHz約70 MHz，然后抽樣140議員是浪費。相反，奈奎斯特要求采樣信號的兩倍 帶寬的信號。因此，如果我們的信號帶寬5 MHz，然后抽樣10 MHz是足夠的。任何超出這叫做取樣。過(guò)采樣是一個(gè)非常重要的功能，因為它允許一個(gè)有效的接收信噪比增益在數字域。

在對比抽樣抽樣下的行為。在抽樣的抽樣頻率遠低于一半的實(shí)際信號頻率采樣(請參閱下面的部分)。因此，它是可能的過(guò)采樣，采樣同時(shí)自定義對帶寬和另一個(gè)頻率的興趣。

在任何數字化過(guò)程中，信號采樣的速度，噪聲越低地板因為噪音分散到更多的頻率?？偧稍肼曨l率保持不變，但現在分散到更多的好處如果ADC后跟一個(gè)數字濾波器。噪聲地板遵循方程：

這個(gè)方程表示轉換器的量化噪聲水平，顯示了噪音和FS樣本率之間的關(guān)系。因此每次采樣率翻倍，有效的噪聲層提高了3 dB !

數字濾波的作用是去除所有不必要的噪聲和偽信號，只留下如下所示數據所需的信號。

典型的數字濾波前ADC頻譜

典型的數字濾波后ADC頻譜

可以大大提高信噪比的ADC如上圖中所示。事實(shí)上，信噪比可以提高通過(guò)以下方程：

如圖所示，比率越大采樣率和信號帶寬、處理增益越高。事實(shí)上，漲幅高達30 dB是可以實(shí)現的。

采樣頻率轉換

如前所述，在抽樣的抽樣的頻率遠低于實(shí)際的信號頻率的一半。例如，一個(gè)70 MHz的信號采樣在13個(gè)議員欠采樣的一個(gè)例子。

下采樣很重要，因為它可以混合函數非常相似。當信號在采樣時(shí)，別名為基帶或第一奈奎斯特頻率區，好像他們在基帶。例如，我們的70 MHz以上信號采樣時(shí)13議員將出現在5 MHz。這在數學(xué)上可以描述：

這個(gè)方程提供了導致第一和第二奈奎斯特頻率區。自從ADC別名第一奈奎斯特的所有信息區，這個(gè)方程生成的結果必須檢查是否高于fSampleRate / 2。如果它們，那么必須并入第一奈奎斯特頻率區由fSampleRate減去結果。

下面的表顯示了如何別名為基帶信號及其頻譜取向。雖然抽樣的過(guò)程(混淆)是不同的混合(乘法)，結果非常相似，但周期性的采樣率。另一個(gè)現象是，光譜的逆轉。在攪拌機中，某些產(chǎn)品成為了在抽樣過(guò)程中如上下邊帶逆轉。下面的表格還顯示情況下導致光譜的逆轉。

頻率規劃和刺激就業(yè)

設計無(wú)線(xiàn)架構時(shí)最大的挑戰之一是如果頻率位置。加劇這個(gè)問(wèn)題是驅動(dòng)放大器和adc往往產(chǎn)生不必要的諧波，出現在數字頻譜數據的轉換，出現錯誤的信號。是否申請寬帶，仔細選擇的樣本率和頻率是否能將這些熱刺在位置，使用時(shí)將???現他們無(wú)害的數字調諧器/過(guò)濾器，和AD6620一樣，可以選擇感興趣的信號和拒絕所有其他人。所有這一切是好的，因為通過(guò)仔細選擇輸入頻率范圍和采樣率，驅動(dòng)放大器和ADC諧波可以被放置帶外。過(guò)采樣諧波頻譜只簡(jiǎn)化問(wèn)題通過(guò)提供更多的落在。

例如，如果第二個(gè)和第三個(gè)諧波決心特別高，通過(guò)仔細選擇的模擬信號的采樣率，這些第二和第三次諧波可以放置帶外。的情況下編碼率等于40.96議員和一個(gè)信號帶寬5.12 MHz，將5.12和10.24兆赫之間如果地方第二次和第三次諧波帶如下表所示。雖然這是一個(gè)非常簡(jiǎn)單的例子，它可以適合許多不同的應用程序。

可以看到，第二個(gè)和第三個(gè)諧波離開(kāi)樂(lè )隊感興趣的下降，導致沒(méi)有干擾的基本組件。應該指出的是，秒，三分之二彼此重疊和周?chē)娜种e名FS / 2。這看起來(lái)如下所示的表格。

另一個(gè)例子可以發(fā)現在欠采樣頻率規劃。如果模擬輸入信號范圍從直流到f / 2的放大器和濾波器組合必須執行的規范要求。然而，如果信號是放在第三尼奎斯特區(FS - 3 f / 2)、放大器不再需要滿(mǎn)足諧波系統要求的性能規格，因為所有諧波會(huì )在通帶濾波器。例如，通帶濾波器將從FS 3 f / 2。二次諧波將跨度從2 fs 3 fs，通頻帶過(guò)濾器范圍外。然后負擔已通過(guò)了ADC的濾波器設計提供符合基本規范在感興趣的頻率。在許多應用程序中，這是一個(gè)有價(jià)值的權衡，因為許多復雜的過(guò)濾器可以很容易地實(shí)現使用了和電感電容電阻測量技術(shù)都在這些如果頻率相對較高。雖然諧波驅動(dòng)放大器的性能由這種技術(shù)，輕松互調性能不能犧牲。

使用這種技術(shù)使諧波超出奈奎斯特感興趣的區域讓他們很容易過(guò)濾如上所示。然而，如果ADC仍然生成自己的諧波，之前討論的技術(shù)可以用來(lái)仔細選擇采樣率和模擬頻率諧波落入未使用部分的帶寬和數字濾波。

接收機性能的期望

帶著(zhù)這些想法，如何確定電臺的性能和權衡。許多技術(shù)從傳統的無(wú)線(xiàn)電設計可以作為所示。在下面討論，有一些區別多通道和單通道收音機。這些將會(huì )指出。記住，這個(gè)討論是不完整和許多地區un-touched離開(kāi)了。額外的閱讀主題，參考本文結尾處的參考資料之一。此外，這個(gè)討論僅覆蓋數據送到DSP。許多接收器使用專(zhuān)有方案進(jìn)一步提高性能通過(guò)額外的噪音抑制和外差消除。

在下面的討論中，通用接收機設計如上所示?？紤]這個(gè)討論始于天線(xiàn)和以數字調諧器/過(guò)濾器。除了這一點(diǎn)是數字處理器超出了本文的范圍。

分析始于幾個(gè)假設。首先，它假設接收機噪聲是有限的。是，不存在熱刺inband，否則限制性能。它是合理的假設瞧，如果可以選擇，這是真的。此外，它將生成之后，馬刺把家ADC通常不是一個(gè)問(wèn)題，因為他們的應用程序通?？梢韵秳?dòng)或通過(guò)明智地使用過(guò)采樣和信號位置。在某些情況下，這些可能是不現實(shí)的假設，但它們確實(shí)提供了一個(gè)起點(diǎn)的性能限制可以板凳標記。

第二個(gè)假設是，接收機前端的帶寬是我們的奈奎斯特帶寬。雖然我們的實(shí)際分配的帶寬可能只是5 MHz，利用奈奎斯特帶寬將簡(jiǎn)化計算。因此，采樣率65 m / s的一個(gè)會(huì )給奈奎斯特帶寬為32.5 MHz。

可用的噪聲功率

開(kāi)始分析，必須考慮噪聲天線(xiàn)端口。因為一個(gè)匹配合適的天線(xiàn)是明顯的電阻，下列方程可用于確定噪聲電壓匹配輸入終端。

可用功率從源，在這種情況下，天線(xiàn)就在這里：

這簡(jiǎn)化了在前面的方程代替：

因此在現實(shí)中，可用的噪聲功率從源的阻抗在本例中是獨立的非零和有限的阻力值。

這很重要，因為這是我們的參考點(diǎn)接收機相比。通常表示在處理噪聲圖的一個(gè)階段，它的展品“x”dB以上kT的噪音。這是這個(gè)表達式的來(lái)源。

通過(guò)接收器互相進(jìn)步的階段，這個(gè)噪音噪音退化圖如下所述的階段。最后，當頻道調諧和過(guò)濾，噪音是刪除，只留下那些謊言在感興趣的頻道。

級聯(lián)噪聲圖

噪聲圖是圖的優(yōu)點(diǎn)用于描述添加到多少噪音信號接收鏈的收音機。通常，它是數據庫中指定雖然噪聲指數的計算，數值比例(值得)。nonlog稱(chēng)為噪聲系數，通常表示為F，定義如下所示。

一次噪聲圖被分配給每個(gè)階段的廣播，可以用它們來(lái)決定他們的級聯(lián)的表演?？偟脑肼曄禂祬⒖驾斎攵丝诳梢杂嬎闳缦?。

F的以上的噪聲因素的每個(gè)連續階段的收益是G的階段。噪聲系數或收益都以日志形式。當這個(gè)方程，這反映了所有組件噪音到天線(xiàn)端口。因此，可用的噪音從一節使用噪聲圖可以直接退化。

例如，如果可用的噪音是-100 dBm，計算噪聲圖是10 dB，然后轉換增益是20 dB，總等效噪聲是-70 dBm的輸出。

有幾個(gè)點(diǎn)時(shí)要考慮應用這些方程。首先，被動(dòng)元件假設噪聲圖等于他們的損失。其次，被動(dòng)元件串聯(lián)可以總結之前的方程。例如，如果兩個(gè)低通濾波器串聯(lián)，每個(gè)3 dB的插入損耗，他們可能單一元素的組合和假定為6 dB。最后，攪拌機往往沒(méi)有一個(gè)噪聲圖由制造商分配給他們。如果未指定，則插入損耗可能被使用，但是，如果噪聲圖提供的設備，應該使用它。

噪音數據和adc

雖然圖可以分配給ADC噪聲，通常容易ADC以不同的方式工作。ADC是電壓設備，而噪聲圖是一個(gè)噪聲功率的問(wèn)題。因此，它往往是容易工作模擬部分的ADC噪聲圖，然后在A(yíng)DC轉換為電壓。然后工作ADC的噪聲輸入參考電壓。然后，從模擬和ADC噪聲可以被總結在A(yíng)DC輸入找到總有效的噪聲。

對于這個(gè)應用程序，ADC如AD9042或AD6640 12位模擬數字轉換器被選中。這些產(chǎn)品采樣65 m / s的可以，速度適合整個(gè)樂(lè )隊安培數字化和GSM 5 x參考時(shí)鐘頻率的能力。這是安培綽綽有余，GSM和CDMA應用程序。從數據表，給出了典型的信噪比是68分貝。因此，下一步就是圖中的噪聲降低接收機由于A(yíng)DC噪聲。再一次，最簡(jiǎn)單的方法是將信噪比和接收機噪聲轉化為rms。伏，然后和他們總均方根。噪音。如果ADC 2伏特峰間輸入范圍：

這個(gè)電壓代表ADC中的所有聲音、熱和量化。ADC的滿(mǎn)刻度范圍。707伏特rms。

ADC的等效輸入噪聲計算，下一個(gè)計算從接收機本身產(chǎn)生的噪聲。因為我們假設接收機帶寬是奈奎斯特帶寬、采樣率65 m / s的一個(gè)生產(chǎn)32.5 MHz的帶寬。從可用的噪聲功率方程，模擬前端的噪聲功率是134.55或-98.7 dBm e15瓦特。這是噪音出席了天線(xiàn)，必須獲得由轉換增益和噪聲圖退化。如果轉換增益是25 dB和圖5分貝的噪音，然后給出的噪聲ADC輸入網(wǎng)絡(luò )：

到50歐姆(134.9 e-12瓦)。自從ADC輸入阻抗約為1000歐姆，我們必須匹配標準50歐姆阻抗或墊ADC阻抗。一個(gè)合理的妥協(xié)是墊到200歐姆范圍并聯(lián)電阻，然后使用1:4變壓器匹配。變壓器也un-balanced輸入轉換為所需的平衡信號ADC以及提供一些電壓增益。因為有一個(gè)1:4阻抗增加，還有一個(gè)2的電壓增益的過(guò)程。

從這個(gè)方程，我們50歐姆電壓平方6.745 e-9或為200歐姆，26.98 e-9。

現在我們知道噪音從ADC和射頻前端，可以計算系統的總噪聲的平方和的平方根?？傠妷菏?25.9紫外線(xiàn)?，F在的總噪聲中ADC由于接收機噪聲和ADC噪聲，包括量化噪聲。

轉換增益和敏感性

這噪聲電壓有助于整個(gè)ADC的性能?假設只出現在一個(gè)射頻信號接收機帶寬。然后，信噪比是：

因為這是一個(gè)過(guò)采樣應用和實(shí)際信號帶寬遠小于采樣率、噪聲數字濾波將大大降低一次。由于前端帶寬是一樣的??們的ADC帶寬，ADC噪聲和射頻/如果噪音以同樣的速度將會(huì )提高。因為許多狹窄的通道帶寬通信標準支持，我們假設一個(gè)30千赫通道。因此，我們從過(guò)程中獲得33.4 dB的增益。因此，我們最初的信噪比為66.7 dB現在100.1 dB。記住，信噪比增加因為過(guò)量噪音過(guò)濾，這是過(guò)程獲得的來(lái)源。

圖8 等功率載波

如果這是一個(gè)基于廣播、ADC動(dòng)態(tài)范圍必須與其他射頻運營(yíng)商共享。例如，如果有八個(gè)運營(yíng)商的平等權力，每個(gè)信號應該不大于1/8th總范圍如果峰間信號。然而，由于通常的信號與另一個(gè)階段在一個(gè)接收器(因為遙控器不是鎖相)，信號將會(huì )幾乎從不對齊。因此，遠低于所需的18分貝是必需的。因為在現實(shí)中，只有不超過(guò)2信號將在任何時(shí)間，因為他們是調制信號，只會(huì )留給3 dB頂部空間的目的。如果信號對齊，導致剪輯的轉換器，它將出現之前，只有一小部分第二超速條件清除。在一個(gè)載波廣播，不需要頭的房間。

根據調制方案，所需最低C / N是足夠的解調。如果計劃數字，誤比特率(BER)必須考慮如下所示。假設最小C / N的10 dB是必需的，我們的輸入信號電平不能太小，剩下的信噪比小于10 dB。因此我們的信號電平可能下跌90.1 dB從目前水平。自從ADC的全面范圍+ 4 dBm(200歐姆)，然后在A(yíng)DC輸入信號電平-86.1 dBm。如果有25 dB的增益在射頻/如果路徑，然后在天線(xiàn)接收機靈敏度將-86.1 - 25 dB或-111.1 dBm。如果需要更多的敏感性，然后更多的獲得可以運行在射頻/如果階段。然而，噪聲圖不是獨立的獲得和增益的增加也可能對噪聲性能有不利影響從額外的階段。

圖14比特誤碼率與信噪比

ADC虛假信號和高頻振動(dòng)

噪聲限制的例子并不充分展示真正的限制在一個(gè)接收器。等局限性SFDR比信噪比的限制和噪音。假定模擬-數字轉換器的SFDR規范-80 dBFS或-76 dBm(全面= + 4 dBm)。還假設容許載波干擾，C / I(不同C / N)比18分貝。這意味著(zhù)最小信號電平是-62 dBFS(-80 + 18)或-58 dBm。天線(xiàn)，這是-83 dBm。因此，我們可以看到，SFDR(單一或多頻)之前將限制接收機性能的實(shí)際噪聲限制。

然而，一個(gè)被稱(chēng)為抖動(dòng)技術(shù)可以大大提高SFDR。所示模擬裝置應用注意AN410帶噪聲的增加可以提高SFDR噪音到地板上。雖然高頻振動(dòng)轉換器特定的數量，這項技術(shù)適用于所有adc只要是靜態(tài)的黑暗與性能的限制，而不是交流轉換速率等問(wèn)題。AD9042記錄的應用程序中，噪聲的量添加只有-32.5 dBm或21碼rms。如下所示，故事情節前后抖動(dòng)提供洞察潛在的改進(jìn)。簡(jiǎn)而言之，猶豫不決是通過(guò)ADC中的相干雜散信號生成并隨機排列。以來(lái)馬刺必須的能量守恒，猶豫只是使他們看起來(lái)像是額外的噪音轉換器的地板上。因此，權衡了通過(guò)使用帶抖動(dòng)，可以刪除所有內部生成的偽信號，然而，有一個(gè)輕微的沖擊在整個(gè)轉換器的信噪比實(shí)際上相當于小于1分貝靈敏度損失相比，噪聲比SFDR有限的例子和有限的顯示。

ADC/高頻振脈動(dòng)

ADC/高頻振脈動(dòng)

兩個(gè)重要的點(diǎn)對高頻振動(dòng)之前關(guān)閉的主題。首先，在基于接收機，沒(méi)有渠道可以將相關(guān)的。如果這是真的，那么通常多個(gè)信號接收器通道將作為自我發(fā)抖。雖然這是真實(shí)的一些時(shí)間，有時(shí)額外優(yōu)柔寡斷將需要添加當信號強度弱。

第二，模擬前端的噪聲貢獻本身是不足以發(fā)抖ADC。從上面的例子中，32.5 dBm的優(yōu)柔寡斷是添加到SFDR產(chǎn)生最佳的改善。相比之下，模擬前端只提供-68 dBm的噪聲功率，遠離所需要提供最佳的性能。

三階截點(diǎn)

除了轉換器SFDR，射頻部分導致了虛假的接收機的性能。這些熱刺是受技術(shù)，如高頻振動(dòng)影響，必須加以解決，防止干擾接收機的性能。三階截距是一個(gè)重要的衡量接收鏈內的信號水平增加接收機的設計。

為了了解所需的性能水平的寬帶射頻組件，我們將回顧GSM規范，也許最接收機應用的要求。

GSM接收器必須能夠恢復的信號功率在-13 dBm - -104 dBm之間。同時(shí)假定，ADC的全面是0 dBm，損失通過(guò)接收機過(guò)濾器和攪拌機是12 dB。同時(shí)，因為同時(shí)處理多個(gè)信號，一個(gè)AGC不應使用。這將降低射頻靈敏度和導致較弱的信號。使用這些信息，射頻/如果計算獲得25 dB(0 = 13-6-6 + x)。

第三個(gè)訂單輸入攔截方面的考慮

25分貝增益要求分布如圖所示。盡管一個(gè)完整的系統會(huì )附加組件，這將為這個(gè)討論。從這個(gè)，全面的GSM信號-13 dBm，ADC輸入0 dBm。然而，隨著(zhù)最小-104 dBm的GSM信號，信號在A(yíng)DC是-91 dBm。從這一點(diǎn)上，上面的討論中可以用于確定適用性的ADC噪聲性能和雜散性能。

現在這些信號和系統收益要求，放大器和混頻器規范現在可以檢查時(shí)由-13 dBm的全面的信號。解決第三訂單產(chǎn)品全面的信號：

假定總體的性能必須大于100分貝，求解這個(gè)方程的前端放大器顯示一個(gè)三階輸入放大器IIP 》 + 37 dBm。攪拌機，所獲得的信號電平10 dB，和新的信號電平是3 dBm。然而，由于混頻器輸出指定，這個(gè)水平是減少了至少6 dB 9 dBm。因此，攪拌機，OIP 》 + 41 dBm。從攪拌機指定輸出。在最后獲得階段，信號會(huì )衰減到9 dBm(一樣混頻器的輸出)。中頻放大器，IIP 》 + 41 dBm。如果滿(mǎn)足了這些規格，性能應該等于

ADC時(shí)鐘抖動(dòng)

一個(gè)動(dòng)態(tài)規范，良好的無(wú)線(xiàn)性能是至關(guān)重要的ADC時(shí)鐘抖動(dòng)。雖然低抖動(dòng)對優(yōu)秀的基帶性能很重要，其作用是放大當抽樣更高頻率的信號(高轉換速率)等在欠采樣應用中被發(fā)現的。一個(gè)貧窮的抖動(dòng)規范的總體效果是減少信噪比作為輸入頻率增加。光圈孔徑抖動(dòng)和不確定性經(jīng)常交換文本。在這個(gè)應用程序中，它們有相同的意思?？讖降牟淮_定性是在編碼過(guò)程中樣本變異?？讖降牟淮_定性有三個(gè)殘余影響，首先是系統噪聲的增加，第二個(gè)是一個(gè)不確定性的實(shí)際采樣信號本身的階段和第三傳輸干擾?？讖叫∮?的不確定性pS時(shí)需要如果抽樣以達到所需的噪聲性能。的相位精度和傳輸干擾孔徑的不確定性的影響很小。如果出現最壞情況的pS rms。如果250 MHz，相位不確定性或均方根誤差為0.09度。這是完全可以接受的甚至是GSM等要求規范。因此這種分析的重點(diǎn)將對整體噪聲貢獻由于孔徑的不確定性。

最大的轉換速度是零交叉。此時(shí)，轉換速度是由正弦函數的一階導數定義評估在t = 0：

評估在t = 0時(shí)，余弦函數的求值結果為1和方程簡(jiǎn)化為：

每秒轉換速度的單位是伏特和產(chǎn)量的速度信號是通過(guò)輸入信號的零交叉回轉。在采樣系統，參考時(shí)鐘用于樣本輸入信號。如果???樣時(shí)鐘的孔徑不確定，那么電壓產(chǎn)生一個(gè)錯誤。這個(gè)誤差電壓可以由輸入轉換速率乘以“抖動(dòng)”。

通過(guò)分析單位，可以看出這個(gè)收益率單位伏特。通常，孔徑不確定性是用秒表示rms。因此，錯誤的電壓伏rms。附加方程分析表明，隨著(zhù)模擬輸入頻率增加，rms。誤差電壓也增加成正比孔徑的不確定性。

如果轉換器采樣時(shí)鐘純度是極端重要的。與混合過(guò)程中，輸入信號乘以一個(gè)本地振蕩器或在這種情況下，一個(gè)采樣時(shí)鐘。乘法以來(lái)時(shí)間是在頻域卷積，樣品的光譜時(shí)間與輸入信號的頻譜卷積。由于孔徑的不確定??是寬帶噪聲的時(shí)鐘，它是寬帶噪聲在頻譜采樣。由于A(yíng)DC采樣系統，光譜是周期性的采樣率和重復。因此這個(gè)寬帶噪聲降低了噪聲地板ADC的性能。ADC的理論信噪比的限制孔徑的不確定性是由以下方程。

如果這個(gè)方程是201 MHz的模擬輸入??評估。7 pS rms。“抖動(dòng)”，理論信噪比僅限于61分貝。應該注意的是，這是一樣的要求會(huì )被要求有另一個(gè)混合器階段被使用。因此，系統要求非常高的動(dòng)態(tài)范圍和高模擬輸入頻率還需要一個(gè)非常低的“抖動(dòng)”編碼源。當使用標準TTL / CMOS時(shí)鐘振蕩器模塊，0.7 pS rms。已經(jīng)驗證了ADC和振蕩器?？梢詫?shí)現更好的數值與低噪聲模塊。

在考慮系統整體性能時(shí)，更可能使用廣義方程。這個(gè)方程建立在前面的方程，但包括熱噪聲的影響和微分非線(xiàn)性。

盡管這是一個(gè)簡(jiǎn)單的方程，它提供深入的噪聲性能，可以預期從數據轉換器。

相位噪聲

盡管合成器相位噪聲類(lèi)似于編碼時(shí)鐘抖動(dòng)，對接收機的影響略有不同，但是最終，效果非常相似。抖動(dòng)和相位噪聲之間的主要區別是，抖動(dòng)是一個(gè)寬帶的問(wèn)題和統一的密度在采樣時(shí)鐘相位噪聲是一種非均勻分布在一個(gè)本地振蕩器通常變得更好的遠離你的語(yǔ)氣。與抖動(dòng)，相位噪聲越低越好。

由于本地振蕩器是與輸入信號混合，噪音羅將影響所需的信號。頻域卷積混合的過(guò)程(時(shí)域過(guò)程的混合乘法)。作為一個(gè)混合的結果，從相鄰LO引起的相位噪聲能量(主動(dòng))通道集成到所需??通道增加噪聲地板上。這就是所謂的相互混合。確定噪聲的數量在一個(gè)未使用的通道另一種渠道是被一個(gè)滿(mǎn)負荷運作的信號，提供以下分析。

再次，由于GSM是一個(gè)困難的規范，這將作為一個(gè)例子。在這種情況下，下列方程是有效的。

噪音噪音的欲望信道引起的相位噪聲，x(f)是值得格式表達的相位噪聲和p(f)的譜密度函數實(shí)現GMSK函數。對于這個(gè)示例，假設GSM信號功率是-13 dBm。同時(shí)，假設瞧一個(gè)常數相位噪聲在頻率(多數情況下，載波的相位噪聲降低抵消)。在這些假設當這個(gè)方程是集成在信道帶寬，掉出來(lái)一個(gè)簡(jiǎn)單的方程。自從x(f)被認為是常數(PN -相位噪聲)和全面的綜合力量GSM信道是-13 dBm，方程可以簡(jiǎn)化為：

因為我們的目標是要求相位噪聲低于熱噪聲。假設噪聲在混合器是一樣的天線(xiàn)，-121 dBm(噪聲天線(xiàn)在200 kHz - Pa = kTB)都可以使用。因此，相位噪聲的LO必須低于-108 dBm的抵消200千赫。