射頻低噪聲放大器電路設計詳解

　　射頻LNA設計要求：低噪聲放大器（LNA）作為射頻信號傳輸鏈路的第一級，它的噪聲系數特性決定了整個(gè)射頻電路前端的噪聲性能，因此作為高性能射頻接收電路的第一級LNA的設計必須滿(mǎn)足：（1）較高的線(xiàn)性度以抑制干擾和防止靈敏度下降;（2）足夠高的增益，使其可以抑制后續級模塊的噪聲;（3）與輸入輸出阻抗的匹配，通常為50Ω;（4）盡可能低的功耗，這是無(wú)線(xiàn)通信設備的發(fā)展趨勢所要求的。

　　InducTIve-degenerate cascode結構是射頻LNA設計中使用比較多的結構之一，因為這種結構能夠增加LNA的增益，降低噪聲系數，同時(shí)增加輸入級和輸出級之間的隔離度，提高穩定性。InducTIve-degenerate cascode結構在輸入級MOS管的柵極和源極分別引入兩個(gè)電感Lg和Ls，通過(guò)選擇適當的電感值，使得輸入回路在電路的工作頻率附近產(chǎn)生諧振，從而抵消掉輸入阻抗的虛部。由分析可知應用InducTIve-degenerate cascode結構輸入阻抗得到一個(gè)50Ω的實(shí)部，但是這個(gè)實(shí)部并不是真正的電阻，因而不會(huì )產(chǎn)生噪聲，所以很適合作為射頻LNA的輸入極。

　　高穩定度的LNA

　　cascode結構在射頻LNA設計中得到廣泛應用，但是當工作頻率較高時(shí)由于不能忽略MOS管的寄生電容Cgd，因而使得整個(gè)電路的穩定特性變差。對于單個(gè)晶體管可通過(guò)在其輸入端串聯(lián)一個(gè)小的電阻或在輸出端并聯(lián)一個(gè)大的電阻來(lái)提高穩定度，但是由于新增加的電阻將使噪聲值變壞，因此這一技術(shù)不能用于低噪聲放大器。

　　文獻對cascode結構提出了改進(jìn)，在圖1的基礎上通過(guò)在M2管的柵極接上一個(gè)小值的電感Lg2就可以實(shí)現在增益不變的情況下，提高電路的穩定性，同時(shí)在M2管的漏極上接一個(gè)小值的電阻以調節電壓增益如圖2（a）所示。（b）所示的是小信號等效電路，其中Z1代表省略部分的等效阻抗，可以看到由于M2管的寄生電容Cgd2的值比較小，所以對于輸出端阻抗而言，Lg2幾乎可以忽略。因為放大器的增益等于輸出阻抗和輸入阻抗值之比，所以增加 Lg2后并沒(méi)有影響LNA的增益。

　　其中ZLoad=jwLout//（jwCout）-1//Rout，Zs是源端電感LS的阻抗。

　　放大器的穩定系數為［3］

　　其中Δ= S11S22-S12S21 （6）

　　穩定系數K能快速給出穩定性判別依據，當K》1，|Δ|《1時(shí)，LNA將會(huì )無(wú)條件穩定。那么由公式（5）和（6）可知，若反向增益S12減小，那么K值將會(huì )增大，LNA將會(huì )增加穩定性。從圖2（b）可以看到，由電感Lg2和MOS管的電容Cgd2組成一個(gè)低電阻通路使得從輸出端反饋回來(lái)的信號流向接地端，從而降低了反向增益S12，提高了LNA的穩定度。

　　偏置電流復用結構

　　現代無(wú)線(xiàn)通信設備要求具有更小尺寸，更輕重量，更長(cháng)的待機時(shí)間。這就要求降低射頻前端的電源電壓，因此低電壓、低功耗技術(shù)成為迫切需要。由公式（3）可知當輸入端處于諧振時(shí)Ls=RsCgs/gml，其中Cgs是圖1中M1管柵極和源極之間的電容，gml是M1管的跨導。圖所示的cascode結構可以獲得較小的噪聲系數，但是往往需要比較大的漏極電流Id，增大了直流功耗。文獻 ［4］中提出了偏置電流復用技術(shù)，其基本思想是：為了節省直流功耗，可以將PMOS管和NMOS管串聯(lián)在直流偏置通路里，對其結構的說(shuō)明如圖3所示。

　　圖3（a）所示的單個(gè)NMOS器件的寬長(cháng)比和漏極電流Id都是（b）所示的單個(gè)NMOS的兩倍，但由于兩個(gè)NMOS并聯(lián)，因此（a）和 （b）具有相同的跨導值gm。（c）中的M2是PMOS管，且和（b）中的NMOS管具有相同的寬長(cháng)比，由于PMOS器件的電子遷移率比NMOS稍低 ［2］，所以gmc=（gml+gm2）m，即其跨導值略低，而它的輸入電容和Cgs近似。由（7）式可知（c）電路結構的噪聲系數將略增一點(diǎn)，但是由于電流減小了一半，因此在電源電壓一定的情況下能夠有效降低電路的功耗，有利于低功耗LNA設計。