射頻電子電路設計圖集錦TOP8 —電路圖天天讀（135）

　　TOP1 射頻低噪聲放大器電路

　　射頻LNA設計要求：低噪聲放大器（LNA）作為射頻信號傳輸鏈路的第一級，它的噪聲系數特性決定了整個(gè)射頻電路前端的噪聲性能，因此作為高性能射頻接收電路的第一級LNA的設計必須滿(mǎn)足：（1）較高的線(xiàn)性度以抑制干擾和防止靈敏度下降;（2）足夠高的增益，使其可以抑制后續級模塊的噪聲; （3）與輸入輸出阻抗的匹配，通常為50Ω;（4）盡可能低的功耗，這是無(wú)線(xiàn)通信設備的發(fā)展趨勢所要求的。

　　InducTIve-degenerate cascode結構是射頻LNA設計中使用比較多的結構之一，因為這種結構能夠增加LNA的增益，降低噪聲系數，同時(shí)增加輸入級和輸出級之間的隔離度，提高穩定性。InducTIve-degenerate cascode結構在輸入級MOS管的柵極和源極分別引入兩個(gè)電感Lg和Ls，通過(guò)選擇適當的電感值，使得輸入回路在電路的工作頻率附近產(chǎn)生諧振，從而抵消掉輸入阻抗的虛部。由分析可知應用InducTIve-degenerate cascode結構輸入阻抗得到一個(gè)50Ω的實(shí)部，但是這個(gè)實(shí)部并不是真正的電阻，因而不會(huì )產(chǎn)生噪聲，所以很適合作為射頻LNA的輸入極。

　　高穩定度的LNA

　　cascode結構在射頻LNA設計中得到廣泛應用，但是當工作頻率較高時(shí)由于不能忽略MOS管的寄生電容Cgd，因而使得整個(gè)電路的穩定特性變差。對于單個(gè)晶體管可通過(guò)在其輸入端串聯(lián)一個(gè)小的電阻或在輸出端并聯(lián)一個(gè)大的電阻來(lái)提高穩定度，但是由于新增加的電阻將使噪聲值變壞，因此這一技術(shù)不能用于低噪聲放大器。

　　文獻對cascode結構提出了改進(jìn)，在圖1的基礎上通過(guò)在M2管的柵極接上一個(gè)小值的電感Lg2就可以實(shí)現在增益不變的情況下，提高電路的穩定性，同時(shí)在M2管的漏極上接一個(gè)小值的電阻以調節電壓增益如圖2（a）所示。（b）所示的是小信號等效電路，其中Z1代表省略部分的等效阻抗，可以看到由于M2 管的寄生電容Cgd2的值比較小，所以對于輸出端阻抗而言，Lg2幾乎可以忽略。因為放大器的增益等于輸出阻抗和輸入阻抗值之比，所以增加 Lg2后并沒(méi)有影響LNA的增益。

　　其中ZLoad=jwLout//（jwCout）-1//Rout，Zs是源端電感LS的阻抗。

　　放大器的穩定系數為［3］

　　其中Δ= S11S22-S12S21 （6）

　　穩定系數K能快速給出穩定性判別依據，當K》1，|Δ|《1時(shí)，LNA將會(huì )無(wú)條件穩定。那么由公式（5）和（6）可知，若反向增益S12減小，那么K值將會(huì )增大，LNA將會(huì )增加穩定性。從圖2（b）可以看到，由電感Lg2和MOS管的電容Cgd2組成一個(gè)低電阻通路使得從輸出端反饋回來(lái)的信號流向接地端，從而降低了反向增益S12，提高了LNA的穩定度。

　　偏置電流復用結構

　　現代無(wú)線(xiàn)通信設備要求具有更小尺寸，更輕重量，更長(cháng)的待機時(shí)間。這就要求降低射頻前端的電源電壓，因此低電壓、低功耗技術(shù)成為迫切需要。由公式（3）可知當輸入端處于諧振時(shí)Ls=RsCgs/gml，其中Cgs是圖1中M1管柵極和源極之間的電容，gml是M1管的跨導。圖所示的cascode結構可以獲得較小的噪聲系數，但是往往需要比較大的漏極電流Id，增大了直流功耗。文獻 ［4］中提出了偏置電流復用技術(shù)，其基本思想是：為了節省直流功耗，可以將PMOS管和NMOS管串聯(lián)在直流偏置通路里，對其結構的說(shuō)明如圖3所示。

　　圖3（a）所示的單個(gè)NMOS器件的寬長(cháng)比和漏極電流Id都是（b）所示的單個(gè)NMOS的兩倍，但由于兩個(gè)NMOS并聯(lián)，因此（a）和 （b）具有相同的跨導值gm。（c）中的M2是PMOS管，且和（b）中的NMOS管具有相同的寬長(cháng)比，由于PMOS器件的電子遷移率比NMOS稍低 ［2］，所以gmc=（gml+gm2）m，即其跨導值略低，而它的輸入電容和Cgs近似。由（7）式可知（c）電路結構的噪聲系數將略增一點(diǎn)，但是由于電流減小了一半，因此在電源電壓一定的情況下能夠有效降低電路的功耗，有利于低功耗LNA設計。

　　TOP2 汽車(chē)收音機射頻電路設計

　　汽車(chē)收音機應用環(huán)境的特殊性對電路性能具有更高的要求，而射頻電路的設計是實(shí)現高性能的關(guān)鍵。本文介紹了TDA7513的射頻電路設計方法，根據實(shí)際設計經(jīng)驗提出了提高射頻電路EMC特性和噪聲特性的設計方法和措施，并指出了射頻電路性能測試的注意要點(diǎn)。射頻電路是收音機電路設計的重點(diǎn)和難點(diǎn)，如果射頻電路設計不好，收音機的噪限靈敏度和信噪比以及其它技術(shù)指標都會(huì )大大下降，甚至只能手動(dòng)收到很少的幾個(gè)廣播電臺，自動(dòng)搜索電臺功能失效。從收音機天線(xiàn)端的廣播信號場(chǎng)強來(lái)看，信號的動(dòng)態(tài)范圍非常大，尤其是汽車(chē)收音機所處的環(huán)境變化快而大。

　　收音機射頻電路通常很難集成進(jìn)IC 中，一般由分離元件組成前置低噪聲放大器（LNA）和諧振帶通濾波器。汽車(chē)收音機射頻電路的作用從時(shí)域上看是要將微弱的廣播信號放大，通過(guò)自動(dòng)增益控制電路（AGC）為后級混頻器提供穩定的載波信號強度；從頻域上看，它要跟蹤所選擇的電臺信號，濾除掉干擾信號如鏡像頻率（》60dB抑制）和本振頻率，改善射頻信號質(zhì)量。

　　射頻電路設計

　　圖1是我們設計的汽車(chē)收音機射頻電路方框圖，它由天線(xiàn)濾波器和射頻低噪聲放大器以及諧振帶通濾波器組成。該款汽車(chē)收音機的設計目標是噪限靈敏度為 0dBu（30dB S/N）、音頻信噪比64dB、自動(dòng)搜索靈敏度小于10dBu，具有較強的抗鄰頻道干擾和其它干擾信號能力，實(shí)現MCU全自動(dòng)調整功能。

　　圖2是汽車(chē)收音機TDA7513的FM收音機部分射頻前端電原理圖。C31、C32、D2（1SV172）、 C44組成調頻波段天線(xiàn)信號調節電路，1SV172是VHF~UHF頻段天線(xiàn)信號衰減器，它是電流控制型元件，隨著(zhù)電流的增大其阻抗減小。它受控于后級 FM寬帶AGC和窄帶AGC合成產(chǎn)生的FMAGC電流，起控點(diǎn)為天線(xiàn)信號電平57dBu。L5、C36、V2（KV1410）、C43、R19、C45組成天線(xiàn)帶通濾波器，帶寬為12MHz左右。該天線(xiàn)濾波器可以人工用無(wú)感調批調節射頻線(xiàn)圈L5，也可以通過(guò)MCU調節變容二極管V2，從而實(shí)現自動(dòng)調整功能。

　　Q2（3SK126）、C38、R15、R20、C46、R21、C47、C41、R17組成低噪聲射頻放大器，增益為30dB。本設計中選用N溝道場(chǎng)效應管3SK126作射頻放大器具有輸入阻抗高、增益高和噪聲低的優(yōu)點(diǎn)，而且是電壓控制型器件，設計簡(jiǎn)單。Q2受控于后級FM寬帶 AGC和窄帶AGC合成產(chǎn)生的FMAGC電壓，起控點(diǎn)為天線(xiàn)信號電平78dBu。T3、C34、V1（KV1410）、C28、C35組成RF諧振帶通濾波器，帶寬為8MHz左右，T3為FM RF變壓器。該帶通濾波器同樣可以人工用無(wú)感調批調節T3，也可以通過(guò)MCU自動(dòng)調節變容二極管V1。接收機的接收極限是由接收機自身噪聲性能決定的，所以在收音機的射頻電路中要求盡量選用低噪聲元件。

　　高頻RFID射頻電子電路設計原理分析

　　高頻RFID頻率是13.56MHz的，以最常用的RC500為例，射頻輸出兩個(gè)腳TX1，TX2，接收一個(gè)腳RX，另外一個(gè)是RX的偏置電壓 VMID，讓RX信號偏置到1/2電源電壓位置，保證接收性能最好。TX1和TX2輸出13.56MHz的方波，分別通過(guò) L200、C213和L201、C212來(lái)實(shí)現把方波諧振，升壓，同時(shí)把其它的諧波去掉，一般建議L200或者L201用定值電感，如1uH或者 2.2uH，這個(gè)質(zhì)量比較重要，我一般采用創(chuàng )易銷(xiāo)售的sagami電容，1uH。調節C212和C213（默認可以先用150pF的，之后10pF附近調節），使C212、C213兩端電壓最大（不用太準），峰峰值能夠達到50V，一般建議在30V以上即可，這個(gè)視需求定，太高，電流會(huì )過(guò)大。

　　電路如下：

　　C214與天線(xiàn)實(shí)現在13.56MHz諧振，天線(xiàn)盡可能面積大一些，比如1平方分米，距離非常好，圈數就1，2圈，若面積比較小，則圈數稍微多一些，比如6平方厘米，那么圈數就要6圈，線(xiàn)圈的中心可以接地，這樣是為了提高抗靜電能力。調節C214讓C214兩點(diǎn)峰峰值最大，一般能達到30V以上，注意調試的時(shí)候，一定要把最終的環(huán)境考慮進(jìn)取，而不是單獨的調試天線(xiàn)，環(huán)境包括卡，外殼，金屬件等，尤其是卡和金屬件，對天線(xiàn)的性能影響很大，可以理解為降低了天線(xiàn)的電感量。當調試好天線(xiàn)的諧振之后，前面的升壓諧振有一定的變化，再一次調試一下，通過(guò)這樣，一般都能調試出比較滿(mǎn)意的效果。注意電壓不要調的太高，一是耗電過(guò)大，二是因為Q值過(guò)高，導致頻帶過(guò)窄，接收反而受影響，這個(gè)時(shí)候適當降低一下電壓，三是電容發(fā)熱過(guò)高，一般建議電容用 0805封裝的為好。RFID的信號發(fā)射是調制在TX輸出的13.56MHz載波上，卡從載波上獲取能量當作電源，同時(shí)根據調制在載波上的信號進(jìn)行命令的處理，當RC500接收的時(shí)候，RC500繼續輸出載波，卡端通過(guò)對天線(xiàn)不停的短路，斷路來(lái)影響載波的幅度，這個(gè)就是出名的載波調制技術(shù)，為了讓接收靈敏度提高，一般采用副載波負載調試技術(shù)，也就是說(shuō)，卡端先對 13.56MHz/32=423.75K的信號進(jìn)行調制，之后用423.75KHz再去調制RC500輻射的載波，這個(gè)423.75KHz有點(diǎn)類(lèi)似中頻信號，對提高信號的靈敏度有好處。

　　TOP3 低功耗射頻無(wú)線(xiàn)數據采集電路

　　無(wú)線(xiàn)傳感器網(wǎng)絡(luò )是由部署在監測區域內大量的廉價(jià)微型傳感器節點(diǎn)組成的網(wǎng)絡(luò )。它是由大量的靜止或移動(dòng)的傳感器以自組織和多跳的方式構成的無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )，以協(xié)作的方式感知、采集、處理和傳輸網(wǎng)絡(luò )覆蓋地理區域內被感知對象的信息，并最終把這些信息發(fā)送給網(wǎng)絡(luò )所有者。無(wú)線(xiàn)傳感器網(wǎng)絡(luò )主要實(shí)現了數據的采集、處理和傳輸三種功能。傳感器網(wǎng)絡(luò )節點(diǎn)一般受到工作環(huán)境的影響，功耗問(wèn)題是要首先考慮的?？紤]到低功耗要求的設計，節點(diǎn)設備的主控MCU選擇 CC430F5137，利用它內置的射頻通信模塊進(jìn)行射頻通信。由于其低功耗的特點(diǎn)可采用電池供電。軟件部分利用CC1101的無(wú)線(xiàn)喚醒功能，能史好地降低系統功耗。

　　無(wú)線(xiàn)傳感器網(wǎng)絡(luò )中可以?huà)旖佣鄠€(gè)節點(diǎn)設備，而每個(gè)節點(diǎn)設備的地址必須唯一。本文設計的節點(diǎn)設備采用撥碼開(kāi)關(guān)來(lái)設置每個(gè)節點(diǎn)設備的地址，確保每個(gè)節點(diǎn)都有一個(gè)唯一的地址。通過(guò)SPI接口或I2C總線(xiàn)接入傳感器器件，可以靈活地接入不同型號的傳感器器件，以達到測試不同物理量的要求。節點(diǎn)的系統結構如圖1所示。

　　節點(diǎn)電路總體設計

　　CC430F5137的供電電壓范圍為1.8～3.6 V，選程度用兩節7號電池來(lái)提供3 V的直流電壓。配合軟件的設置可以最大程度地降低功耗。系統的關(guān)鍵部分是射頻發(fā)送利用一個(gè)射頻的天線(xiàn)模塊，可以保證射頻通信的穩定性，此無(wú)線(xiàn)模塊由芯片的 RF_N和RF_P兩個(gè)引腳接入。另外根據射頻發(fā)送的需要，接入一個(gè)26 MHz晶振。CC430F5137的P1.5、P1.6、P1.7引腳可以用于串口通信和SPI通信，使用這三個(gè)引腳作為串口調試，另外P1.1、P1.2、P1.3引腳可以用于SPI和I2C總線(xiàn)通信，這三個(gè)接口用來(lái)預留連接傳感器的芯片。系統的主電路圖如圖2所示。

　　地址設定電路

　　為了使每個(gè)節點(diǎn)的地址唯一，采用8位的撥碼開(kāi)關(guān)SW進(jìn)行地址設定。如圖3所示，可以由撥碼開(kāi)關(guān)來(lái)設定終端節點(diǎn)的地址，可以設定255個(gè)不同的地址，每一個(gè)終端節點(diǎn)作為從設備向中繼節點(diǎn)發(fā)送數據，然后由中繼節點(diǎn)發(fā)送到用于網(wǎng)絡(luò )管理的主控MCU，完成無(wú)線(xiàn)傳感器網(wǎng)絡(luò )數據的傳送。

　　本文利用TI公司的CC430F5137芯片，采用射頻通信技術(shù)設計的無(wú)線(xiàn)數據采集節點(diǎn)，這種設計可以大大地減小系統的體積。本系統可以采集各種各樣的信號，能將采集到的數據安全穩定地傳送到中間數據采集點(diǎn)。設計中載波監聽(tīng)功能和信道空閑評估功能改進(jìn)的射頻發(fā)送函數，可以有效地提高多個(gè)節點(diǎn)同時(shí)發(fā)送數據時(shí)的抗干擾性。

　　TOP4 跳頻電臺射頻前端電路

　　隨著(zhù)DSP技術(shù)的發(fā)展，電子器件制作工藝的提升，A/D、D /A的取樣速率越來(lái)越高，無(wú)線(xiàn)電臺中的數字處理不斷往射頻前端推進(jìn)，信道可重構的能力不斷得到提升，系統可以直接從中頻采樣，進(jìn)行數字信號處理。本方案接收機射頻前端系統基于軟件無(wú)線(xiàn)電理 論來(lái)設計和實(shí)現，以達到建立一個(gè)通用化、標準化、模塊化的接收機射頻前端系統仿真平臺的目標。以實(shí)現接收機射頻前端系統低噪聲系數，小的互調失真，大的動(dòng) 態(tài)范圍和鏡像抑制，良好的AGC，足夠的增益和正確的選擇性等設計要求。通過(guò)對接收機射頻前端的設計方案可行性分析和利用射頻電路仿真軟件ADS進(jìn)行系統 建模設計與參數仿真，實(shí)現接收機射頻前端電路設計的系統性能。

　　射頻前端系統方案設計及可行性分析

　　本接收機射頻前端主要任務(wù)是對信號進(jìn)行濾波、混頻、 放大的功能，并對系統可能受到的鏡像干擾頻率、互調干擾頻率進(jìn)行抑制。系統功能模塊主要包括濾波器、混頻器、放大器及本振等。系統工作頻率范圍為 100～150MHz，其中每10MHz帶寬作為一個(gè)信道用于跳頻調制，采用超外差二次混頻的結構，整個(gè)射頻前端系統的設計增益為110dB，系統噪聲為 3dB。其原理框圖如圖1所示。由圖1可以看出，選頻濾波器后的放大器為低噪聲放大器（LNA），LNA的噪聲系數對整個(gè)系統的噪聲系數起決定性的作用。 設計時(shí)在增益、噪聲系數、動(dòng)態(tài)范圍、VSWR、穩定性等指標之間進(jìn)行平衡。第一級混頻通過(guò)PLL改變第一級本振頻率，以接收不同信道的射頻信號，經(jīng)下變頻 把接收信號搬移到中頻為70MHz、頻率帶寬為10MHz的頻帶上。

　　圖1、接收機射頻前端原理框圖

　　在此過(guò)程中，混頻器是一個(gè)非線(xiàn)性器件，會(huì )引入大量交調分量，使得混頻后出現大量的組合干擾頻率點(diǎn)，對有用信號造成嚴重的干擾，直接影響著(zhù)接收機性能。聲表波 中頻濾波器針對混頻可能出現的鏡像頻率干擾，進(jìn)行對中頻信號高品質(zhì)的頻率選擇性濾波，達到提高鏡像頻率抑制的設計目標。第二級混頻把中頻為 65～75MHz的頻帶信號搬移到10～20MHz，如圖2所示（虛線(xiàn)為一次混頻鏡像頻率，灰色為第二次混頻鏡像頻率）。由于其工作頻率相對較低，二次混 頻后的頻帶信號經(jīng)過(guò)自動(dòng)增益控制放大器級聯(lián)放大產(chǎn)生72dB左右的增益，其高增益也更容易實(shí)現、更穩定。

　　圖2、頻譜及鏡像分析圖

　　射頻前端系統建模與性能仿真及分析

　　運用ADS2008軟件對接收機射頻前端建模，設置各模塊 參數，選頻濾波器針對輸入射頻信號100～150MHz進(jìn)行濾波。LNA噪聲系數3dB，增益24dB，鎖相環(huán)輸出本振信號分別為175、185、 195、205、215MHz。SAW中頻濾波器中心頻率為70MHz，頻率帶寬10MHz。一次混頻和二次混頻后中頻放大器分別產(chǎn)生28dB和72dB 增益，如圖3所示。

　　圖3、接收機射頻前端系統仿真框圖

　　射頻前端系統頻帶選擇性仿真

　　接收機射頻前端系統的頻帶選擇性的性能，主要由射頻 前端的選頻網(wǎng)絡(luò )所決定。采用傳統LC濾波器，通過(guò)調節第一級本振的輸入頻率，改變選頻網(wǎng)絡(luò )的中心頻率，設置本振為195MHz，實(shí)現對 120～130MHz射頻信號的下變頻處理。在A(yíng)DS中搭建第一級混頻電路模塊的仿真原理圖。由圖4可以看出，接收機在123MHz處最大增益為 20.827dB，也就是LNA的增益減去濾波器的插入損耗。選頻濾波器能很好對240～290MHz鏡像干擾信號進(jìn)行抑制。

　　圖4、選頻網(wǎng)絡(luò )S參數仿真

　　本文在軟件無(wú)線(xiàn)電系統理論基礎上，對寬帶接收機射頻前端系統采用超外差式二次混頻結構，建立了一個(gè)通用化、標準化、模塊化的接收機射頻前端系統仿真平臺。從性能仿真結果可以看出，該方案能夠很好地應用在軟件無(wú)線(xiàn)電射頻前端電路中，可以達到設計要求。

　　TOP5 WLAN射頻優(yōu)化電路

　　無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)（WLAN）是基于IEEE 802.11標準、使用免費的ISM頻段射頻資源實(shí)現的局域網(wǎng)絡(luò )連接。IEEE 802.11的第一個(gè)版本的標準由IEEE在1997年制定，該標準定義了媒體訪(fǎng)問(wèn)控制層和物理層。其中，物理層定義了工作頻率為2.4GHz的ISM頻 段，總數據傳輸速率為2Mb/s。

　　此外，為實(shí)現更高的數據吞吐量，2013年WiGig組織并入了WiFi聯(lián)盟。WiGig致力于推廣IEEE 802.11ad標準，該標準采用60GHz頻段，提供最高7Gb/s傳輸速率的短距離無(wú)線(xiàn)通信服務(wù)。由于60GHz信號無(wú)法穿透障礙物，當終端設備進(jìn)入 WiGig信號無(wú)法覆蓋的區域時(shí)，將自動(dòng)切換到更低頻段，但是傳輸速率將大幅下降。

　　表1總結了IEEE 802.11標準演進(jìn)的歷程，從中可以看出WLAN標準的每一次升級和補充，其結果無(wú)非就是為了得到傳輸速率/吞吐量。為了實(shí)現這一目標，可以采用以下兩 種手段。1、采用更寬的信道帶寬。為實(shí)現這一目的，有時(shí)就需要提高工作頻段。因此，WLAN已經(jīng)從最初的2.4GHz逐步向5GHz過(guò)渡，并且已經(jīng)出現了 60GHz的標準，從而可以利用更寬的頻譜資源。2、采用空間復用技術(shù)。從IEEE 802.11n開(kāi)始，MIMO技術(shù)被引入WLAN，并且最大空間串流也在IEEE 802.11ac中得到增加。

　　表1：WLAN物理層標準演進(jìn)

　　2010年以來(lái)，全球智能手機的 出貨量穩步增長(cháng)。如圖1的預計所示，到2017年，全球智能手機每年的出貨量將接近16億部。在智能手機中，由于工藝的差異，手機主芯片通常不會(huì )集成 WLAN的射頻電路。對于主芯片，WLAN的射頻電路屬于外圍芯片，如圖2所示。WLAN標準的不斷提升要求WLAN射頻電路除了要支持5GHz的 IEEE 802.11ac的需求，也要對IEEE 802.11a/b/g/n作向下兼容支持，此外，還要兼顧到與2.4GHz WLAN標準同頻的藍牙（BT）的共存。

　　圖1：全球智能手機出貨量統計

　　圖2：智能手機內部架構

　　為滿(mǎn)足對智能手機WLAN連接標準不斷提升的需求，恩智浦半導體即將推出兩款集成開(kāi)關(guān)的低噪聲放大器芯片（LNA+SW）BGS8324（圖3）和BGS8358（圖4）。

　　圖3：BGS8324 2.4GHz （IEEE 802.11b/g/n）前端芯片架構

　　圖4：BGS8358 5GHz （IEEE 802.11a/n/ac） 前端芯片架構

　　BGS8324是工作在2.4GHz頻段的WLAN接收前端芯片，支持IEEE 802.11b/g以及IEEE 802.11n的2.4GHz頻段，同時(shí)兼顧藍牙的共存。該產(chǎn)品采用2mm×2mm的QFN封裝，無(wú)需外部匹配器件，具有體積小、功耗低、設計簡(jiǎn)單等特 點(diǎn)。該芯片支持2.7V到6V的電壓，具有接收放大、直通、發(fā)射和藍牙四種模式，并內置對5.8GHz共存信號的防阻塞功能。BGS8358是工作在5GHz頻段的WLAN接收前端芯片，支持IEEE 802.11a/ac以及IEEE 802.11n的5GHz頻段。該芯片采用1.5mm×1.5mm的QFN封裝，同樣不需要外部匹配器件，具有體積小、功耗低、設計簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。該芯片支 持2.7V到6V的電壓，具有接收放大、直通和發(fā)射三種模式，并內置對2.4GHz共存信號的防阻塞功能。

　　本文回顧了WLAN的物理層標準IEEE 802.11的演進(jìn)歷程，分析了該標準歷次修正通過(guò)工作帶寬的增加以及MIMO技術(shù)的運用使得數據吞吐量大幅提高的趨勢?？紤]到WLAN在智能手機中的廣 泛應用，為迎合最新的WLAN標準，恩智浦半導體推出了用于智能手機WLAN射頻方案的BGS8324和BGS8358兩款產(chǎn)品，以兼容IEEE 802.11a/b/g/n/ac各種標準，同時(shí)，還兼顧到2.4GHz頻段藍牙的共存。這兩款產(chǎn)品具有體積小、功耗低、設計簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，具有廣闊的市場(chǎng) 前景。

　　TOP6 射頻前端功率放大偏置電路

　　偏置電路：有掃描結果可以得到管子工作點(diǎn)的各項參數。為保證管子始終工作在線(xiàn)性放大區，選擇直流工作點(diǎn)為VDS=5V，IDS=0.8A，VGS=-0.4V。 由模擬電子技術(shù)的知識可得，偏置電路可有兩種形式：自偏壓電路和分壓式自偏壓電路。

　　自偏壓電路比較簡(jiǎn)單，但是當靜態(tài)工作點(diǎn)確定之后，VGS與ID就確定了，因而R的選擇的范圍很小。分壓式自偏壓電路是在其基礎上加接分壓電阻后組成的。漏極電源VDD經(jīng)過(guò)分壓電阻R5和R1分壓后，通過(guò)R4供給柵極電壓VG=R1*VDD/（R1+R5），同時(shí)漏極電流在源極電阻R3上也產(chǎn)生壓降 VS=ID*R3，可知靜態(tài)時(shí)加在FET上的柵源電壓？ 。

　　圖中C1、C2為隔直電容，C3去耦電容，L1、L2為去耦電感。因為在大信號仿真時(shí)為了提高電源效率，故選擇Vdd的值比較小。R3、R4的值比較小也是為了降低消耗在其上的直流功率，而提高電源的效率。

　　采用RFID技術(shù)的車(chē)輛管理系統電路詳解

　　RFID技術(shù)在市場(chǎng)上被廣泛應用。在國外，射頻標簽已被廣泛應用于工業(yè)自動(dòng)化、商業(yè)自動(dòng)化、交通運輸、物流等眾多領(lǐng)域。其特有的高準確率和快捷性大大降低了企業(yè)的物流成本，提高了企業(yè)的市場(chǎng)競爭力和服務(wù)效率。本文設計了完整的智能車(chē)庫控制系統，車(chē)庫模型總體采用“回”字設計方案，此方案在模型車(chē)庫中已經(jīng)通過(guò)驗證和實(shí)際的信息采集，能夠滿(mǎn)足實(shí)際運用。硬件部分以STC公司生產(chǎn)的STC 11F32XE單片機作為控制核心，對系統硬件進(jìn)行了總體設計，并對硬件系統中各個(gè)功能模塊的具體設計進(jìn)行了以下詳細介紹。

　　智能小車(chē)的設計，完全按照了國家級機器人競賽標準，車(chē)輛采用直流電源供電，便于系統對電源的管理和盡可能的降低設備的功耗。穩壓芯片在電源和控制器以及其他設備之間的連接，既可以使系統電源提供我們所需要的電流電壓，又可以有效的保護電源。使用STC 89C58單片機作為模擬車(chē)的控制器，能夠對車(chē)輛運行中的變化做出及時(shí)反應，便于模擬人駕駛車(chē)輛正在進(jìn)行前進(jìn)，停止，后退等進(jìn)、出車(chē)庫的操作。綜合考慮需求和成本，選用STC 11F32XE單片機微處理器作為控制核心。STC 11F32XE單片機在整個(gè)系統中，從讀卡模塊讀取信息，及時(shí)處理獲取到的信息并將處理結果傳回給卡片，完成信息交換。

　　程序下載模塊電路圖如圖1所示，首先在芯片尚未工作的時(shí)候，PC機通過(guò)串口（DB9）發(fā)送信號給STC 11F32XE芯片，讓芯片處于等待下載狀態(tài)。當給單片機上電的時(shí)候，電腦終端和MAX232芯片通過(guò)T1OUT0和R1IN0連接，轉換電平后，最終通過(guò)T1OUT0和R1IN0連接到目標芯片，通過(guò)整個(gè)電路回路，完成程序的下載。

　　MAX232芯片在此下載電路中，由1、2、3、4、5、6腳和4只電容產(chǎn)生+12v和-12v兩個(gè)電源，提供給RS-232 串口電平的需要。由TTL/CMOS數據從T1IN、T2IN輸入轉換成RS-232數據從T1OUT、T2OUT送到電腦DB9插頭；DB9插頭的 RS-232數據從R1IN、R2IN輸入轉換成TTL/CMOS數據后從R1OUT、R2OUT輸出，完成電平轉換。

　　射頻識別模塊

　　射頻識別部分電路如圖2所示，磁卡進(jìn)入天線(xiàn)產(chǎn)生的磁場(chǎng)后，接收解讀器發(fā)出的射頻信號，憑借感應電流所獲得的能量通過(guò)TX1和 TX2發(fā)送出存儲在芯片中的產(chǎn)品信息，解讀器RC522讀取信息并解碼后，通過(guò)M-MFMOSI、M-MFMISO和M-MFRST送至STC 11F32進(jìn)行 有關(guān)的數據處理。

　　MF RC522芯片利用其先進(jìn)的調制和解調概念，在13.56MHz下的被動(dòng)非接觸式通信方式和協(xié)議。使其內部發(fā)送器部分通過(guò)TX1和TX2驅動(dòng)讀寫(xiě)器天線(xiàn)與 ISO 14443A/MIFARE卡的通信。硬件接收器部分提供了一個(gè)堅固而有效的解調和解碼電路，用于處理ISO14443A兼容的應答信號。與STC 11F32XE通過(guò)M-MFMOSI、M-MFMISO和M-MFRST連接中的通信采用連線(xiàn)較少的UART（類(lèi)似RS232）模式，數據傳輸速率高達 424kbit/s，有利于減少連線(xiàn)，縮小PCB板體積，降低成本。

　　TOP7 射頻低噪聲放大電路

　　液晶顯示模塊

　　顯示電路如圖3，采用12864液晶屏，使用該點(diǎn)陣的中文字庫，顯示我們在實(shí)際使用場(chǎng)景中的對客戶(hù)和對自己的同一操作的統一可視化操作。

　　整個(gè)智能車(chē)庫的設計，全面考慮了實(shí)用性和穩定性。對目前大量使用的傳統車(chē)庫和制作的車(chē)庫模型使用情況進(jìn)行數據統計和分析，每個(gè)停車(chē)區在功能和結構上，都采取了獨立的設計方案，在實(shí)際運用的過(guò)程中，可以根據需要，在現有車(chē)庫模型的基礎上，對停車(chē)區按實(shí)際需求進(jìn)行增減，以滿(mǎn)足停車(chē)需要。在程序設計過(guò)程中，根據磁卡不同的操作場(chǎng)景，設置成多個(gè)工作模式，盡可能的降低程序間的相互影響，達到系統的通用性和無(wú)誤操作。

　　從概念上來(lái)講，RFID 類(lèi)似于條碼掃描，對于條碼技術(shù)而言，它是將已編碼的條形碼附著(zhù)于目標物并使用專(zhuān)用的掃描讀寫(xiě)器利用光信號將信息由條形磁傳送到掃描讀寫(xiě)器；而RFID則使用專(zhuān)用的RFID讀寫(xiě)器及專(zhuān)門(mén)的可附著(zhù)于目標物的RFID單元，利用RF信號將信息由RFID單元傳送至RFID讀寫(xiě)器。RFID單元中載有關(guān)于目標物的各類(lèi)相關(guān)信息，如：該目標物的名稱(chēng)，目標物運輸起始終止地點(diǎn)、中轉地點(diǎn)及目標物經(jīng)過(guò)某一地的具體時(shí)間等，還可以載入諸如溫度等指標。RFID單元，如標簽、卡等可靈活附著(zhù)于從車(chē)輛到載貨底盤(pán)的各類(lèi)物品RFID技術(shù)所使用的電波頻率為50KHz-5.8GHz，如圖一所示，一個(gè)最基本的RFID系統一般包括以下幾個(gè)部份：

　　一個(gè)載有目標物相關(guān)信息的RFID單元（應答機或卡、標簽等）； 在讀寫(xiě)器及RFID單元間傳輸RF信號的天線(xiàn)； 一個(gè)產(chǎn)生RF信號的RF收發(fā)器（RF transceiver）；一個(gè)接收從RFID單元上返回的RF信號并將解碼的數據傳輸到主機系統以供處理的讀寫(xiě)器；天線(xiàn)、讀寫(xiě)器、收發(fā)器及主機可局部或全部集成為一個(gè)整體，或集成為少數的部件。不同制造商有各自不同的集成方法。

　　典型的射頻電路

　　射頻電路最主要的應用領(lǐng)域就是無(wú)線(xiàn)通信，圖1為一個(gè)典型的無(wú)線(xiàn)通信系統的框圖，下面以這個(gè)系統為例分析射頻電路在整個(gè)無(wú)線(xiàn)通信系統中的作用。

　　這是一個(gè)無(wú)線(xiàn)通信收發(fā)機的系統模型，它包含了發(fā)射機電路、接收機電路以及通信天線(xiàn)。這個(gè)收發(fā)機可以應用于個(gè)人通信和無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)絡(luò )中。在這個(gè)系統中，數字處理部分主要是對數字信號進(jìn)行處理，包括采樣、壓縮、編碼等；然后通過(guò)A/D轉換器轉換器變成模擬形式進(jìn)入模擬信號電路單元。

　　射頻電路的組成和特點(diǎn)

　　下面，將針對圖方框圖中的低噪聲放大器（LNA）討論一般射頻電路的組成和特點(diǎn)。

　　上圖給出了這個(gè)放大器的電路板圖， 注意到輸入信號是通過(guò)一個(gè)經(jīng)過(guò)匹配濾波網(wǎng)絡(luò )輸入放大模塊。放大模塊一般采用晶體管的共射極結構，其輸入阻抗必須與位于低噪聲放大器前面的濾波器的輸出阻抗 相匹配，從而保證最佳傳輸功率和最小反射系數，對于射頻電路設計來(lái)說(shuō)，這種匹配是必須的。此外，低噪聲放大器的輸出阻抗必須與其后端的混頻器輸入阻抗相匹 配，同樣能保證放大器輸出的信號能完全、無(wú)反射的輸入到混頻器中去。這些匹配網(wǎng)絡(luò )是由微帶線(xiàn)組成，在有些時(shí)候也可能由獨立的無(wú)源器件組成，但是它們在高頻 情況下的電特性與在低頻的情況下完全不同。圖上還可以看出微帶線(xiàn)實(shí)際上是一定長(cháng)度和寬度的敷銅帶，與微帶線(xiàn)連接的是片狀電阻、電容和電感。

　　射頻電路的功率和增益

　　增益、噪聲和非線(xiàn)性是描述射頻電路最常用的指標。在射頻和微波系統中，由于反射的普遍存在和理想的短路、開(kāi)路難以獲得，低頻電路中常用的電壓和電流參數的測量變得十分困難，因此，功率的測量得到了廣泛的應用。并且，傳統的射頻和微波電路使用分立元件和傳輸線(xiàn)構成，電路的輸入、輸出通常需要匹配到一個(gè)系統阻抗（50？或75？）。由于上面兩個(gè)原因，電路的性能指標，如增益、噪聲、非線(xiàn)性等，都可以通過(guò)功率表示出來(lái)。

　　TOP8 測試環(huán)路濾波器及射頻電路

　　本文以ADF 4153型小數分頻頻率合成器為例，給出了容易實(shí)現的三階環(huán)路濾波器的設計方法，能夠滿(mǎn)足芯片實(shí)際測試的需要。

　　外接環(huán)路濾波器的設計

　　環(huán)路濾波器是電荷泵鎖相環(huán)電路的重要環(huán)節，它連接在電荷泵和壓控振蕩器之間。鎖相環(huán)的基本頻率特性是由環(huán)路濾波器決定的。實(shí)際上，正是由于環(huán)路濾波器的存在，鎖相環(huán)才可以選擇工作在任意的中心頻率和帶寬內。環(huán)路濾波器的類(lèi)型多種多樣，大致分為有源濾波器和無(wú)源濾波器兩大類(lèi)，無(wú)源濾波器與有源濾波器相比，其優(yōu)點(diǎn)在于：結構簡(jiǎn)單、低噪聲、高穩定度和易以實(shí)現。

　　最常見(jiàn)的無(wú)源濾波器是如圖1所示的三階濾波器。一般而言，環(huán)路濾波器的帶寬應為PFD頻率（通道間隔）的1/10.提高環(huán)路帶寬會(huì )縮短鎖定時(shí)間。但環(huán)路帶寬過(guò)大會(huì )大幅度地增加不穩定性，從而導致鎖相環(huán)無(wú)法鎖定的狀態(tài)。

　　圖1三階環(huán)路濾波器

　　環(huán)路濾波器設計參數的選擇

　　為了研究環(huán)路濾波器對鎖相環(huán)輸出頻率相位噪聲的影響，設計出符合芯片測試需要的外圍環(huán)路濾波器。我們在A(yíng)DIsimPLL軟件中進(jìn)行了如下仿真配置。器件型號：ADF 4153，fPFD=25MHz（理想信號源），INT=69，FRAC=101，MOD=125，VCO采用ZComm公司的V674ME34-LF，在該配置下，預期輸出的RFOUT=1.7452GHz.

　　a）設定環(huán)路濾波器帶寬為20kHz，相位裕度50°，其相位噪聲的仿真情況如圖2所示。

　　圖2環(huán)路帶寬20kHz時(shí)的相位噪聲仿真圖

　　從圖2中可以得知，當環(huán)路濾波帶寬為20kHz時(shí)，VCO所引起的相位噪聲占據了主導地位。芯片所引起的相位噪聲則被淹沒(méi)在總輸出噪聲之下。換句話(huà)說(shuō)，當環(huán)路帶寬較窄（如20kH）的情況下，針對鎖相環(huán)輸出信號進(jìn)行相位噪聲測試，其結果并不能真正地反映芯片輸出的相位噪聲。

　　設定環(huán)路濾波器帶寬為100kHz，相位裕度50°，其相位噪聲的仿真情況如圖3所示。

　　圖3環(huán)路帶寬為100kHz時(shí)的相位噪聲仿真圖

　　從圖3中可以得知，當環(huán)路濾波帶寬為100kHz時(shí)，VCO對于總相位噪聲的貢獻顯著(zhù)地降低，芯片所引起的相位噪聲占據了主導地位，在10kHz以?xún)?，總相位噪聲輸出的曲線(xiàn)基本與芯片所引起的相位噪聲重合。由此可以得知，當環(huán)路帶寬較寬（如 100kHz）的情況下，針對鎖相環(huán)輸出信號進(jìn)行相位噪聲測試，其結果基本能真正反映芯片輸出的相位噪聲。

　　本文研究的ADF 4154的主要測試頻點(diǎn)為1.7452GHz（fPFD=25MHz，RSET=5.1k），根據測試要求進(jìn)行綜合的考慮，設定了環(huán)路帶寬75kHz，相位裕度50°的約束條件。在進(jìn)行ADF 4153的外圍電路設計時(shí)，首先需要確認所使用的VCO型號及其標稱(chēng)性能。然后再根據ADI公司提供的ADIsim-PLL軟件進(jìn)行三階環(huán)路濾波器的設計。從軟件得出C1~C3、R2、R3的具體取值，再根據現有的標稱(chēng)電容電阻值進(jìn)行調整，反算出實(shí)際設計的環(huán)路帶寬及相位裕度。

　　由此，我們確定了環(huán)路濾波器中各個(gè)電容、電阻的取值，并設計了可用于A(yíng)DF 4153芯片測試的電路原理圖，如圖4所示。VCO的輸出不僅需要連接外部頻譜儀進(jìn)行測試，還需要通過(guò)電容反饋到ADF 4153的REFINA端，同時(shí)REFINA端還需要預留SMA頭用于射頻輸入頻率范圍及靈敏度測試。一個(gè)簡(jiǎn)單的電阻網(wǎng)絡(luò )用于完成VCO輸出信號功率的再分配。

　　圖4環(huán)路濾波器及射頻電路設計

　　本文主要基于芯片測試目的，針對外圍電路中的環(huán)路濾波器設計來(lái)進(jìn)行討論，文中給出了一種簡(jiǎn)單、易行的工程化計算方法和流程，并對其進(jìn)行了驗證測試，測試結果滿(mǎn)足芯片測試的需要。這種方法已經(jīng)應用于多款小數分頻頻率合成器的測試電路的設計中。