奪得電壓參考電路的金牌

在您努力想要找到正確的電壓參考設計時(shí)，高分辨率混頻信號器件會(huì )帶來(lái)一個(gè)有趣的挑戰。盡管沒(méi)有一款適合所有電壓參考設計的通用解決方案，但是圖 1 所示電路還是為您的 16 位以上的轉換器提供了一款不錯的解決方案。

高分辨率轉換器存在的一些問(wèn)題是電壓參考噪聲、穩定性，以及該參考電路驅動(dòng)轉換器電壓參考引腳的能力。R₁、C₂ 和 C₃ 無(wú)源濾波器隨電壓參考噪聲急劇下降。這種低通濾波器的轉角頻率為 1.59Hz。該濾波器可減少寬帶噪聲和極低頻噪聲。附加 R-C 濾波器使噪聲水平降至20位ADC的可控范圍以?xún)?。這一結果令人鼓舞。但是，如果電流受到拉力，從 ADC 參考引腳流經(jīng) R₁，則壓降會(huì )破壞轉換，因為每個(gè)位判定 (bit decision) 都有一次壓降（請參見(jiàn)參考文獻 1）。

圖 1 所示電路圖有一個(gè)運算放大器 (op amp)，旨在“隔離”C₂、R₁ 和 C₃ 低通濾波器，并為 ADC 的電壓參考引腳提供足夠的驅動(dòng)力。25℃ 時(shí)，CMOS 運算放大器 (OPA350) 的輸入偏置電流為 10 pA。這一電流與 R₁（10 kΩ）共同產(chǎn)生一個(gè) 100 nV 的恒定 DC 壓降。這種水平的壓降不會(huì )改變 23 位 ADC 的最終位判定。運算放大器的輸入偏置電流隨溫度變化而改變，這是實(shí)際情況，但在 125℃ 溫度下您可以預計一個(gè)不超過(guò) 10 nA 的最大電流值，其在 100℃ 溫度范圍產(chǎn)生 100 μV 的變化。

我們需要將 R₁ 的這種壓降考慮進(jìn)來(lái)。該壓降會(huì )增加電壓參考器件的誤差。假設電壓參考電路的初始誤差為 ±0.05%，且誤差溫度為 3 ppm/℃。參考電壓為 4.096 伏時(shí)，室溫下初始電壓參考誤差等于 2.05 mV，125℃ 時(shí)增加 1.23 mV。圖1 所示電路中，隨著(zhù)運算放大器偏移和輸入偏置電流誤差的變化，參考電壓器件占主導地位。連接至圖 1 所示電路的 ADC，承受的誤差是參考電壓、R₁ 和 OPA350（增益誤差）所產(chǎn)生誤差的和。

運算放大器驅動(dòng)一個(gè)10 μF 電容器 (C₄) 和 ADC 的電壓參考輸入引腳。位于 C₄ 上的電荷提供 ADC 轉換期間所需的電荷。在 AD C的數據采集和轉換期間，C₄ 容量的大小為 ADC 的參考引腳提供一種恒定的電壓參考，其通常具有約 2 到 50 pF 的輸入電容。

圖1 所示電路中，需要注意的最后一點(diǎn)。C₄ 和運算放大器開(kāi)環(huán)輸出電阻 (R_O) 改變放大器的開(kāi)環(huán)增益 (A_OL) 曲線(xiàn)時(shí)，您可以對放大器的穩定性做折中處理。參考文獻 2 中的討論說(shuō)明了找出這一問(wèn)題的過(guò)程?；旧隙?，具有較好穩定性的電路是改進(jìn)運算放大器 A_OL 曲線(xiàn)和閉環(huán)電壓增益曲線(xiàn)的閉合速率為 20dB 的電路。

該穩定電路中，極點(diǎn)和零點(diǎn)的頻率位置計算如下，其中 OPA350 的開(kāi)環(huán)輸出電阻為 50Ω (R_O)，而 C₄ (R_ESR) 的 ESR 為 2 mΩ。

(796k 變?yōu)?78k)

參考文獻：