基于DSP的軟件鎖相環(huán)的實(shí)現

　　0 引言

　　準確獲取電網(wǎng)基波及諧波電壓的相位角，在變頻器、有源濾波器等電力電子裝置中具有重要的意義，通常需要采用鎖相環(huán)得以實(shí)現。傳統鎖相環(huán)電路一般由鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器及分頻器組成，其工作原理是通過(guò)鑒相器將電網(wǎng)電壓和控制系統內部同步信號的相位差轉變成電壓信號，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波后控制壓控振蕩器，從而改變系統內部同步信號的頻率和相位，使之與電網(wǎng)電壓一致。傳統鎖相環(huán)存在硬件電路復雜、易受環(huán)境干擾及鎖相精度不高等問(wèn)題，隨著(zhù)大規模集成電路及數字信號處理器的發(fā)展，通過(guò)采用高速DSP 等可編程器件，將鎖相環(huán)的主要功能通過(guò)軟件編程來(lái)實(shí)現。本文設計的鎖相環(huán)控制系統采用數字處理器TMS320F2812 芯片實(shí)現對電網(wǎng)基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

　　1 軟件鎖相環(huán)的設計方案

　　1.1 工作流程

　　基于DSP的軟件鎖相環(huán)設計此方案的基本思路是通過(guò)采樣電壓過(guò)零點(diǎn)獲取同步信號，采用DSP 內部定時(shí)器的循環(huán)計數產(chǎn)生同步信號來(lái)實(shí)現壓控振蕩器和分頻器的功能，即通過(guò)改變定時(shí)器的周期或最大循環(huán)計數值的方法來(lái)改變同步信號的頻率和相位，同時(shí)對電壓進(jìn)行A/D 轉換及數據處理，得出基波及諧波電壓的相位與頻率，調整SPWM 正弦表格指針地址完成對基波及諧波電壓的鎖相功能，其工作流程如圖1 所示。

　　通常，過(guò)零信號可以通過(guò)檢測電網(wǎng)三相電壓中任一相的過(guò)零點(diǎn)獲取。在圖1 中，以檢測A相電壓過(guò)零點(diǎn)作為過(guò)零信號，將通過(guò)上升沿捕捉及軟件濾波后產(chǎn)生的中斷作為采樣周期同步信號，當DSP內部時(shí)鐘倍頻后產(chǎn)生的中斷在捕獲到輸入電壓信號在過(guò)零點(diǎn)時(shí)，將發(fā)正弦信號的指針歸零，以保證輸入電壓信號過(guò)零時(shí)DSP發(fā)出的基準正弦信號也同步過(guò)零，從而實(shí)現相位同步。本文采用SPWM 觸發(fā)模式，基準正弦信號是一個(gè)正弦數據表格，控制逆變器輸出的基準點(diǎn);同時(shí)采樣電壓信號，經(jīng)DSP進(jìn)行FFT計算分析其相位和頻率、基波及諧波與A相電壓過(guò)零點(diǎn)相位差，通過(guò)修改定時(shí)器周期寄存器來(lái)改變SPWM 輸出時(shí)正弦波的頻率;以修改比較寄存器來(lái)改變SPWM 輸出時(shí)正弦波的相位，這樣完成了對基波及諧波電壓的相位鎖定。

　　1.2 過(guò)零檢測電路的設計

　　過(guò)零信號對系統相位捕捉的精準性影響較大，系統設計時(shí)采用軟硬件結合的辦法實(shí)現對過(guò)零信號的捕捉。獲取過(guò)零信號實(shí)質(zhì)上是為了給系統提供一個(gè)同步信號，即每次信號過(guò)零時(shí)啟動(dòng)A/D轉換。在本設計中，過(guò)零檢測電路采集A相電壓每個(gè)周期的過(guò)零點(diǎn)作為系統產(chǎn)生的中斷信號CAP1，使中斷服務(wù)程序開(kāi)始執行，圖2 為電壓信號過(guò)零檢測電路。

　　圖2 中，在比較器芯片LM339 的輸出端選擇加裝了上拉電阻，主要是考慮到整個(gè)電路對驅動(dòng)、功耗和速度的要求。電阻R7和R8構成一個(gè)滯回比較器，輸出信號通過(guò)反饋電阻R7 改變同相端的參考電壓，以消除輸入信號正反過(guò)零產(chǎn)生的抖動(dòng)。

　　1.3 過(guò)零捕捉的軟件實(shí)現

　　過(guò)零檢測主要解決的是采樣同步問(wèn)題，當檢測到的電壓信號由負到正過(guò)零時(shí)，比較器芯片LM339 輸出端產(chǎn)生上升沿，將此信號輸入到DSP2812 事件管理器EVA 的引腳CAP1。引腳CAP1 在系統初始化程序中預設置為上升沿觸發(fā)中斷，因此當過(guò)零信號到來(lái)時(shí)，CAP1中斷子程序開(kāi)始執行，開(kāi)啟事件管理器EVA 的TIMER 周期中斷，周期設置為駐T/128 s(每周期采樣128 個(gè)點(diǎn))，觸發(fā)A/D 模塊采樣。其中，駐T 為CAP1 捕捉到的兩個(gè)過(guò)零檢測信號上升沿的間隔時(shí)間，等于電網(wǎng)待測信號的周期T，圖3 為過(guò)零中斷程序的流程。

　　DSP 的捕獲單元CAP隸屬于事件管理器，它能夠捕捉到CAP 外部引腳的跳變，當捕捉到對應引腳發(fā)生特定的跳變時(shí)，觸發(fā)相應的中斷，并將定時(shí)器的值存入一個(gè)兩級深的FIFO堆棧中。本方案設計每16 點(diǎn)啟動(dòng)一次數據分析，同時(shí)投出一次控制量，這個(gè)過(guò)程為一個(gè)更新周期，判斷標志ctrl 用來(lái)檢測是否進(jìn)入新的更新周期，以判斷是否需要啟動(dòng)新一輪數據分析和投出控制量。標志位dft用來(lái)判斷當前數據分析狀態(tài)，為0 時(shí)表示重新初始化數據分析操作，為1 時(shí)表示數據分析操作完畢，為2 時(shí)表示允許啟動(dòng)新一輪數據分析，為3 時(shí)表示當前正在進(jìn)行數據分析。圖4 給出了捕獲單元的軟件流程。

　　1.4 過(guò)零信號的軟件濾波

　　CAP1 捕捉到的兩個(gè)過(guò)零信號上升沿的間隔時(shí)間，即兩個(gè)CAP1中斷事件的間隔時(shí)間，等于電網(wǎng)待測信號的周期T。TIMER 在系統初始化后不斷計數，然后在CAP1 的中斷服務(wù)程序中記錄兩個(gè)CAP1 中斷事件之間的TIMER 計數值N，可計算出T。同時(shí)，采用軟件濾波來(lái)判斷CAP1信號是否為毛刺干擾，其過(guò)程如下：電網(wǎng)基波頻率波動(dòng)一般不超過(guò)依0.2 Hz，當產(chǎn)生CAP1中斷時(shí)，可以計算本次與前次的計數差值，如果遠小于工頻周期計數差值，則認為捕獲的中斷為干擾產(chǎn)生，如該中斷非連續兩次以上出現，則中斷返回。同時(shí)對產(chǎn)生的中斷次數進(jìn)行累加，達到設定范圍時(shí)對電壓過(guò)零時(shí)刻正弦表格的指針位置進(jìn)行判斷，調整正弦表格指針地址，實(shí)現過(guò)零指針的校準。

　　1.5 A/D轉換及相頻計算

　　過(guò)零信號經(jīng)過(guò)軟件濾波及校準后，在捕獲到輸入電壓信號過(guò)零點(diǎn)時(shí)，直接將發(fā)正弦信號的指針歸零，保證輸入電壓信號過(guò)零時(shí)DSP發(fā)出的基準同步過(guò)零，從而實(shí)現相位同步。A相電壓過(guò)零信號送入管腳CAP1，作為一個(gè)采樣周期的基準，該周期的128 倍頻信號作為每次ADC 啟動(dòng)基準。在系統初始化后開(kāi)啟CAP1，并設置啟動(dòng)ADC、相應的模數轉換、數據分析、控制量投出等操作，直到關(guān)機或者發(fā)生故障。由于F2812 的系統時(shí)鐘頻率非常高，為150 MHz，即中斷服務(wù)程序的響應延遲時(shí)間非常小，可以忽略。在CAP1 的中斷服務(wù)程序中，根據待測信號周期T來(lái)設置F2812 事件管理器的通用定時(shí)器TIMER，每隔駐T/128 s自動(dòng)啟動(dòng)一次A/D轉換進(jìn)行數據采集。

　　A/D 轉換后的信號使用滑動(dòng)窗口的FFT 算法，以滑動(dòng)窗口的DFT和Pruning-FFT為基礎，利用DFT對特定次諧波進(jìn)行選擇計算，根據滑動(dòng)窗口快速響應以及Pruning-FFT 快速計算的特點(diǎn)，使DSP的處理速度達到理想值。使用FFT進(jìn)行相位和頻率分析的原理如下。

　　對某一單一頻率信號

　　通過(guò)上述分析得出初相角、頻率，將數據存入對應寄存器中，完成基波及諧波的相頻計算功能。

　　1.6 SPWM輸出的相頻調整

　　軟件鎖相輸出是由捕獲中斷和定時(shí)器中斷共同完成，捕捉中斷可以完成電壓周期和相位的計算，定時(shí)器中斷用來(lái)輸出SPWM波形。在本方案中，三角載波是利用通用定時(shí)器的連續增減計數模式產(chǎn)生的，當通用定時(shí)器有效后，開(kāi)始遞增計數，直到等于周期寄存器的值，定時(shí)器開(kāi)始遞減計數，遞減到零時(shí)，重新開(kāi)始遞增計數，并重復以上過(guò)程，從而形成三角載波信號。得到三角波后，通過(guò)比較單元來(lái)控制輸出波的極性，產(chǎn)生PWM 波。

　　TMS320F2812 系列DSP 片內帶有比較單元，可提供6對可編程的PWM信號，這為實(shí)現上述算法提供了極大的便利。當定時(shí)器發(fā)生周期中斷時(shí)，就需要重新裝載比較器的值，即此刻的正弦值。設定載波比為21(載波比應為奇數且能被3 整除)，即1個(gè)正弦波的周期等于21 個(gè)載波的周期，則相鄰的兩個(gè)三角波峰值對應的正弦波相位差為360毅/21= 17.143毅，假定上一周期中斷裝載的正弦值為sin茲，則本周期中斷所需裝載的正弦值為sin(茲+17.143毅)。

　　例如：輸出正弦信號的頻率為250 Hz(5 次諧波)時(shí)，其三角波的頻率則為5.25 kHz。三角波信號由定時(shí)器模擬產(chǎn)生，則定時(shí)器的定時(shí)周期為

　　5 次諧波的初相角茲是電壓經(jīng)FFT 計算得到與A相電壓過(guò)零點(diǎn)的相位差值。根據x和茲值，產(chǎn)生相應的PWM 波。因正弦值實(shí)時(shí)計算時(shí)用得較多，在確定相位分辨率后，例如1毅，會(huì )導致大量重復計算。因此，采用查表法，按順序預存一個(gè)周期為420 點(diǎn)的正弦值，相位的分辨率為360毅/420=0.857毅，因每次比較器的裝載值是上一次移相17.143毅后的正弦值，所以只需將上一次裝載值的地址加上一定的偏移量，即為本次所需的裝載值地址，該偏移量為420/21=20?？梢?jiàn)，將正弦計算簡(jiǎn)化為讀相應地址的存儲器值，會(huì )大大提高程序的效率。

　　通過(guò)讀取寄存器中基波及諧波電壓的初相角頻率以及與過(guò)零點(diǎn)相位差的值，調整對應的正弦表格初相角指針地址，通過(guò)修改定時(shí)器周期寄存器來(lái)改變正弦波的頻率，修改比較寄存器來(lái)改變正弦波的幅值和相位，在下一個(gè)過(guò)零信號過(guò)零點(diǎn)投出相位和頻率控制量，即可完成對基波及諧波電壓及SPWM 輸出時(shí)的相位鎖定。

　　2 實(shí)驗結果與分析

　　在一臺低壓有源電力濾波裝置中，采用基于TMS320F2812芯片為核心控制器的軟件鎖相環(huán)的設計方案。實(shí)驗結果驗證，該方案能夠很好地實(shí)現對基波及特定次諧波電壓相位的跟蹤和鎖定。

　　圖5(a)給出同步過(guò)零信號波形，電壓信號(正弦波)為A相電壓，過(guò)零信號為方波。電路設計時(shí)將電壓采樣信號幅值轉化為3.3 V，滿(mǎn)足過(guò)零信號能被管腳CAP1 識別的條件。如圖5(a)所示，過(guò)零信號與電壓采樣信號同步。

　　圖5(b)給出功率模塊鎖相輸出實(shí)驗波形，圖中波形1 為A相電壓采樣信號，波形2 為功率模塊輸出電流波形，控制器設定跟隨電壓采樣信號的過(guò)零點(diǎn)觸發(fā)功率模塊同步輸出。從實(shí)驗結果可以看出，功率模塊逆變輸出電流相位能夠與采樣信號過(guò)零點(diǎn)保持同步，相位偏移極小，達到對電網(wǎng)基波電壓鎖相及跟蹤輸出的目的。

　　圖5(c)給出功率模塊鎖相倍頻輸出實(shí)驗波形。為方便觀(guān)察諧波鎖相輸出的效果，設定5 次諧波初相角與基波過(guò)零點(diǎn)同相，控制器設定跟隨電壓采樣信號過(guò)零點(diǎn)，反相輸出5 次諧波電流，電流幅值不變。圖中波形3 為采樣點(diǎn)電壓信號，波形4為控制器觸發(fā)功率模塊輸出電流波形。如圖所示，功率模塊輸出的5 次諧波電流初相角與采樣信號保持過(guò)零同步。

　　實(shí)驗結果表明：通過(guò)軟件鎖相環(huán)可以實(shí)現功率模塊逆變輸出電流與電壓采樣信號的同步，調整控制器程序，可以實(shí)現對諧波相位及頻率跟蹤，達到對電網(wǎng)電壓及特定次諧波電壓鎖相及跟蹤輸出的目的。

　　3 結語(yǔ)

　　本文提出了一種基于DSP2812實(shí)現對電網(wǎng)電壓軟件鎖相的技術(shù)方案。實(shí)驗結果表明，該方案能很好地實(shí)現對電壓信號周期及頻率的實(shí)時(shí)跟蹤。

　　采用軟件鎖相環(huán)技術(shù)，只需設計過(guò)零檢測及信號調整電路，其它功能均由DSP芯片完成，減少了外界環(huán)境干擾的問(wèn)題，提高了鎖相精度。同時(shí)，DSP可以實(shí)時(shí)進(jìn)行軟件修改，能實(shí)現復雜控制，提高了其可操作和可擴展性。隨著(zhù)DSP性能的不斷改進(jìn)，其運算速度越來(lái)越快，將為軟件鎖相技術(shù)提供更多的發(fā)展空間。