基于FPGA的衛星導航高精度定位系統設計

全球衛星導航系統(Global Navigation Satellite System，GNSS)應用產(chǎn)業(yè)已成為一個(gè)全球性的高新技術(shù)產(chǎn)業(yè)，無(wú)論是軍用還是民用，都產(chǎn)生了顯著(zhù)的效益。隨著(zhù)北斗衛星組網(wǎng)的不斷完善，基于北斗的雙模甚至多模接收機也在加緊進(jìn)行研發(fā)，高精度多模接收機的研制過(guò)程中，環(huán)路部分和定位部分調試非常重要，直接關(guān)系到接收機性能的好壞，而多模多頻牽涉到較多的信號通道和環(huán)路參數，利用傳統的示波器和邏輯分析儀進(jìn)行調試所觀(guān)測的數據有限，而且對于出現錯誤的數據不能及時(shí)進(jìn)行抓捕和分析。FPGA內嵌的Sign alTap II或Chipscope邏輯分析儀占用其內在資源，深度有限，且每次都需要重新編譯，占用時(shí)間較長(cháng)，因此如何解決多通道的環(huán)路和定位調試過(guò)程中的數據監測問(wèn)題也成為研制衛星導航接收機的關(guān)鍵。

論文針對此問(wèn)題基于FPGA和DSP設計了GNSS接收機(雙模四頻，L1，L2，B1，B2)及調試監測軟件系統。首先對系統總體進(jìn)行了設計，然后設計了L2載波接收、多徑效應抑制和環(huán)路三部分，從而完成了高精度接收機的設計，其次對調試監測系統進(jìn)行了設計，最后對整個(gè)高精度定位系統進(jìn)行了測試。

1 系統總體設計

衛星導航高精度定位系統的設計主要包括高精度接收機和數據調試監測系統兩部分。高精度接收機為COMPASS/GPS雙模四頻接收機，其每個(gè)頻點(diǎn)采用了12個(gè)通道.共48個(gè)通道。該接收機使用了FPGA和DSP芯片相結合的方法，型號分別為Xillinx公司的Spartan6-150和Ti公司的TMS320C6713?？傮w框圖及其單通道框圖分別如圖1、圖2所示。

接收機主要由射頻、基帶和定位三大部分組成，FPGA完成信號的捕獲和跟蹤，DSP完成導航電文的提取、載波環(huán)和碼環(huán)的鑒相與濾波，并將相關(guān)數據通過(guò)雙向數據總線(xiàn)傳送給FPGA，調整碼NCO和載波NCO。主要工作流程為：天線(xiàn)收到的射頻信號經(jīng)模擬下變頻成為中頻信號，再經(jīng)過(guò)A/D采樣后送至FPGA處理。經(jīng)過(guò)加權自適應量化后，數字信號與本地復現的正交載波相乘后分成同相(I)和正交(Q)兩路數據，I、Q兩路信號經(jīng)過(guò)濾波抽取以后送至相關(guān)累加器，與本地復現的超前、即時(shí)和滯后三路C/A碼進(jìn)行相關(guān)累加。六路相關(guān)累加值送至DSP，DSP處理之后產(chǎn)生控制信號控制C/A碼的產(chǎn)生和載波NCO的相位字和頻率字。同時(shí)將環(huán)路數據和定位數據通過(guò)串口傳送到計算機上，通過(guò)軟件編程實(shí)現系統的輔助調試和監測功能。

2 高精度接收機設計

高精度接收機與導航型接收機在硬件上差別較大，其射頻、基帶電路的主要指標都高于導航型接收機。對基帶信號處理也有其自身特點(diǎn)，實(shí)現難度較大，主要體現在：1)A/D采樣時(shí)鐘頻率、穩定度要求較高;2)碼相位測距精度高，抗多徑技術(shù)和時(shí)序要求高;3)載波相位的測距精度高，導致本地載波NCO的碼表很大、位寬較寬，也需要較好的抗多徑抑制;4)高采樣率決定了后續的下變頻和濾波工作在高速率上，必須合理選取量化位數和本地載波NCO精度;5)碼跟蹤環(huán)和載波跟蹤環(huán)有成熟的理論可供參考，但是必須通過(guò)大量的實(shí)驗才能獲得較優(yōu)的參數。在時(shí)鐘選取上，采用美國XX型的鐘可以達到較好的效果，雖然也存在零漂，但其均值和方差可以在開(kāi)機后統計出來(lái)，利用計數器統計出每個(gè)區間內數據的數目，然后根據結果進(jìn)行調整。對于高精度接收機，核心是L1、L2、B1和B2頻點(diǎn)載波相位的高精度測量，由于L1頻率上調制有民碼，可以利用C/A碼的相關(guān)測量L1載波相位，其主要的設計難點(diǎn)在于L2頻率載波相位的測量，B1、B2頻率為北斗的頻率，測量方式與L1頻率相似。所有頻率載波相位的精確測量都需要解決多徑的問(wèn)題。

2.1 L2載波接收技術(shù)設計

美國軍方為了防止對軍用P碼的欺騙，利用保密的W碼對L1、L2載波的P碼進(jìn)行調制，形成具有反欺騙功能的Y碼。由于GPS的L2載波上僅調制有P碼，且不知道Y碼的結構，只能利用無(wú)碼或半無(wú)碼技術(shù)進(jìn)行L2信號的測量。無(wú)碼接收技術(shù)不需要知道Y碼的結構，半無(wú)碼技術(shù)利用了公開(kāi)的P碼，并利用Y碼是P碼和W碼的模2和特點(diǎn)，其中W碼帶寬約為500kHz。目前，幾大廠(chǎng)商采用的無(wú)碼或半無(wú)碼技術(shù)主要有4種：平方法，交叉相關(guān)法，P碼輔助L2平方和Z跟蹤法。由于平方法存在半波長(cháng)的模糊度和平方損(降低30 dB)問(wèn)題，交叉相關(guān)法需要寬帶濾波，信噪比一樣會(huì )損失(約27 dB)，P碼輔助L2平方法只能進(jìn)行L2載波的半波長(cháng)測量，因此論文選取Z跟蹤法。

Z跟蹤法綜合了交叉相關(guān)和P碼輔助L2平方法的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)還利用了W碼和P碼之間的碼長(cháng)關(guān)系(W碼碼長(cháng)約為P碼碼長(cháng)的20倍)，L1和L2信號處理后可以得到W碼的估計，原理如圖3所示。

L1、L2信號與本地產(chǎn)生的P碼進(jìn)行相關(guān)，當相關(guān)器輸出的信號包絡(luò )最大時(shí)，認為本地P碼與接收的P碼對齊。P碼相關(guān)后的L1、L2載波調制有W碼，帶寬約為1 MHz。對于L1載波，L1—W帶通濾波器的輸出與從C/A碼恢復的L1載波混頻，然后經(jīng)低通濾波器后進(jìn)行積分累加，積分時(shí)間為W碼的碼長(cháng).積分時(shí)刻由P碼以及P碼和W的碼長(cháng)關(guān)系確定。積分累加后輸出信號的正負可以作為W碼極性的估計。對L2信號進(jìn)行同樣的處理，由于P2碼受電離層影響產(chǎn)生的延遲大于P1碼延遲，可以認為P2碼是P1碼經(jīng)延遲后所得，因此，可以用一個(gè)具有可變延遲的P碼生成器實(shí)現圖3中兩個(gè)P碼生成器的功能。

L2-Y碼信號與本地P碼相關(guān)后，與L2鎖相環(huán)中NCO產(chǎn)生的本地L2載波混頻?；祛l后的信號經(jīng)低通濾波器后根據L2-P碼確定的時(shí)刻進(jìn)行積分累加。L2信號的積分累加輸出與時(shí)間鎖存中從L1信號估計得到的相應L1-W碼估計進(jìn)行相關(guān)，當時(shí)間同步時(shí)，L2積分累加后輸出中的W碼將被移去，鎖相環(huán)可以對L2載波進(jìn)行全波長(cháng)跟蹤測量，而不需要很精確地知道W碼的碼長(cháng)。由于L1信號較L2信號強3dB，并且在W碼確定以前已經(jīng)與本地P碼相關(guān)去掉了L1、L2載波上的P碼，使得信號帶寬從20 MHz縮小到1MHz，所以其平方損較小(約為13dB)，有效地提高了測量中的數據質(zhì)量。

2.2 多徑效應抑制設計

多徑效應是影響接收機精度的主要因素之一，可以造成1/4個(gè)波長(cháng)誤差。一般是通過(guò)抗多徑天線(xiàn)和基帶信號處理兩方面進(jìn)行修正?；鶐幚碇饕抢谜嚓P(guān)技術(shù)或者以

窄相關(guān)技術(shù)為基礎而改進(jìn)的如MEDLL(Multipath Estimating Delay Lock Loop)、PAC(Pulse Aoerture Correlator)以及Strobe等技術(shù)。

對于測量型接收機，其周?chē)h(huán)境較為穩定，多徑變化也緩慢，因此在設計時(shí)采用了MEDLL技術(shù)。MEDLL是建立在統計理論基礎上的一種抗多徑技術(shù)，如圖4所示，MEDLL采用多個(gè)相關(guān)器得到相關(guān)函數的多個(gè)采樣值，然后根據最大似然準則進(jìn)行迭代計算。理論上，如果接收機受到M路多徑信號的影響，就需要進(jìn)行M次迭代計算，但在實(shí)際環(huán)境中，并不知道存在多少個(gè)多徑信號。由于所有的多徑信號中只有其中的1—2路占主導作用，因此實(shí)際操作中M值一般選取3或4。在迭代計算的過(guò)程中，MEDLL將多徑信號考慮在內，利用并行通道的窄相關(guān)采樣，估計出直接信號和多徑信號的幅度、延遲和相位，分析延遲最小的信號為直達信號，其它較大延遲的信號認為是多徑信號分量被消除。

2.3 環(huán)路設計

環(huán)路設計包括碼環(huán)和載波環(huán)的設計，主要難點(diǎn)在于設計用于反饋控制設備行為的控制系統，包括延遲鎖定環(huán)(DLL)、鎖相環(huán)(PLL)和鎖頻環(huán)(FLL)。好的動(dòng)態(tài)性能要求DLL能夠精確跟蹤由系統動(dòng)態(tài)而引起的碼延遲變化，系統動(dòng)態(tài)包括時(shí)鐘漂移以及用戶(hù)和衛星運動(dòng)的視線(xiàn)方向分量。這里考慮用來(lái)自于PLL或者FLL的速率測量來(lái)輔助DLL的方案，進(jìn)而改善其動(dòng)態(tài)性能，對于接收機轉到高精度定位時(shí)，利用延長(cháng)積分時(shí)間的方案提高測量精度。

載波同步也考慮到兩種情況，PLL能夠同時(shí)跟蹤載波頻率和相位，測量精度高，但動(dòng)態(tài)性能差。FLL僅能跟蹤載波的頻率，動(dòng)態(tài)性能較好，但精度較差，因此設計時(shí)應根據環(huán)境的不同，合理切換為PLL或者FLL。

3 調試監測系統設計

對于所有需要輸入的環(huán)路數據按功能劃分放在一起傳輸。上電時(shí)，FPGA所有的通道處于復位狀態(tài)，快捕開(kāi)始工作，搜索衛星，并將1 ms相關(guān)累加結果通過(guò)數據總線(xiàn)傳給DS P。DSP在接收到觸發(fā)中斷信號時(shí)，對捕獲到的衛星分配通道，復位和初始化。然后將環(huán)路信息寫(xiě)入FPGA，進(jìn)行環(huán)路的更新，同時(shí)發(fā)送通道控制信息，控制相應的地址數據搬移到串口緩沖區，以便進(jìn)行數據的傳輸。對于DSP處理的PVT數據，則直接通過(guò)數據總線(xiàn)存儲到FPGA的雙口RAM中，然后搬移到串口緩沖區進(jìn)行數據的發(fā)送。如圖5所示，這樣FPGA中每個(gè)通道和外部的數據總線(xiàn)之間的連接最簡(jiǎn)單，便于FPGA的布局布線(xiàn)和實(shí)現時(shí)的功能更改和擴展。

在PC機終端軟件設計時(shí)，將每個(gè)通道的環(huán)路數據按時(shí)間進(jìn)行存儲，針對特定的通道數據進(jìn)行實(shí)時(shí)的顯示和分析調試。

4 系統測試與分析

測試時(shí)間：2013—2—25下午1點(diǎn)40分;

測試地點(diǎn)：空軍工程大學(xué)信息與導航學(xué)院科研樓，天線(xiàn)放置于樓頂;

測試儀器：接收機板卡、計算機、天線(xiàn)、串口傳輸線(xiàn)和直流穩壓電源。

高精度定位解算實(shí)驗條件：由于高精度的定位解算主要處理對象是載波相位，通過(guò)解算整周模糊度來(lái)進(jìn)行RTK驗證，實(shí)驗時(shí)采用雙天線(xiàn)測姿的方法來(lái)驗證不僅簡(jiǎn)便，而且可

靠。具體流程為：首先利用2個(gè)NovAtel接收機板卡及天線(xiàn)，并將兩天線(xiàn)分別放置于已知基線(xiàn)長(cháng)度為2.018 m的兩端，利用其自帶的CDU軟件進(jìn)行長(cháng)時(shí)間解算，得到基線(xiàn)仰角為0°，方位角為-85°。然后換成自研的高精度接收機板卡，進(jìn)行同樣的實(shí)驗，將采集的數據利用自研的軟件進(jìn)行解算(LAMBDA算法)，得到的結果如圖7所示。

由圖7可以看出.基線(xiàn)長(cháng)度誤差在1 cm范圍內，仰角與方位角誤差也在0.6°范圍內，滿(mǎn)足精度要求，說(shuō)明研發(fā)的高精度接收機板卡性能良好。

圖7所示的結果顯示的為5 000個(gè)1ms環(huán)路數據(5 s)，從載波多普勒頻移可以看出，這段時(shí)內載波環(huán)由寬帶跟蹤轉到窄帶跟蹤。從其它參量也可以得到跟蹤性能良好的結論，但在3s左右的時(shí)刻出現了I路相關(guān)累加值增大情況，這是由于進(jìn)入窄帶跟蹤的緣故。

5 結論

系統針對衛星導航高精度接收機的L2載波接收、多徑效應抑制和環(huán)路三部分進(jìn)行了設計，同時(shí)對調試監測系統進(jìn)行了設計。通過(guò)對設計系統的測試表明，高精度接收機性能

較好，精度在1 cm范圍內;調試監測系統達到了輔助硬件程序調試和數據監測的目的。