可選擇諧波型有源濾波器的檢測及其閉環(huán)控制

　　為徹底解決了系統延時(shí)問(wèn)題, 假定諧波電流周期性變化, 可以通過(guò)在旋轉反變換矩陣中修改電角度來(lái)改變進(jìn)行補償的時(shí)刻。在原有電角度上加入Δθn, 從而徹底補償了系統延時(shí)。Δθn為預測補償角度。這樣, 直流分量經(jīng)過(guò)反變換陣C (Δθn) ^{- 1}n 和C₂₃最終得出n 次諧波電流i_an、i_bn、i_cn。其中, 有C₂₃= C^T₃₂

　　以上講述的是為某次諧波的檢測方法, 當需要APF 補償特殊指定的某幾次諧波時(shí), 如圖1 中最下面的虛線(xiàn)框, 可以采取各次諧波并行計算的方式, 分別求出指定的各次諧波, 然后將各次諧波相加得到SHC-A PF 的補償電流指令信號。

　電流閉環(huán)控制

　　上述SHC-A PF 在檢測出了諧波電流信號以后, 需要經(jīng)過(guò)電流控制環(huán)節, 產(chǎn)生驅動(dòng)V S I 的PWM信號, 最終由V S I 產(chǎn)生補償電流。傳統方法中由于數字控制器及V S I 延時(shí)滯后的存在, 很難采用電流閉環(huán)完成對較高諧波電流的跟蹤補償。而對于SHC-A PF, 因為只是補償低次諧波, 電流閉環(huán)的響應速度很容易滿(mǎn)足要求, 因此, 可以引入電流閉環(huán)。圖3 為有源電力濾波器補償電流閉環(huán)控制的結構圖, 其中iah、ibh、ich就是補償電流指令, 來(lái)自于檢測單元。補償電流指令信號經(jīng)過(guò)電流控制環(huán)節產(chǎn)生PWM 脈沖信號, 從而控制V S I 發(fā)出補償電流iahf、ibhf、ichf。將實(shí)際補償電流與補償電流指令信號進(jìn)行比較, 形成閉環(huán)的電流跟蹤控制。

　　由圖3 得到如圖4 的補償電流閉環(huán)控制系統的方框圖。圖中, 誤差經(jīng)過(guò)一個(gè)P I 調節器后, 經(jīng)過(guò)V S I產(chǎn)生出PWM 電壓信號, 作用在電感上產(chǎn)生實(shí)際的補償電流作為系統的輸出。V S I 可以近似為一個(gè)比例常數。由于被控對象為一階環(huán)節, 所以只需要P調節器就可以使得電流環(huán)實(shí)現階躍無(wú)靜差。

　電壓的閉環(huán)控制

　　對于SHC-A PF 來(lái)說(shuō), 控制V S I 直流側電壓十分重要。為了避免增加更多的電路, 在SHC-A PF中, 對直流側電壓的控制是通過(guò)在檢測模塊中增加直流控制部分來(lái)實(shí)現的。

　　對A PF 而言, 由于瞬時(shí)無(wú)功功率不會(huì )導致其交流側與直流側之間的能量交換。交流側與直流側的能量交換取決于瞬時(shí)有功功率p。如圖5 所示, U dcr是電容電壓的給定值, U dcf是電流電壓的反饋值, 兩個(gè)量的差經(jīng)過(guò)P I 調節器得到調節信號Δid。由于直流電壓調節信號Δid 應該是一個(gè)基波的直流有功分量, 直流無(wú)功分量Δiq 為零。而在選擇性諧波檢測方法中經(jīng)過(guò)L PF 的是各次諧波的直流分量I h , 而不是基波的直流分量。所以, 在選擇性諧波檢測方法中, 直流電壓控制信號經(jīng)過(guò)旋轉反變換后與各次諧波的電流檢測值相減, 使得最終補償電流信號iah、ibh、ich中包含一定的基波有功電流。從而使A PF 的直流側和交流側存在能量的交換, 將U dc調節到給定值。