寬帶信道化接收機研究與實(shí)現
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3 信道化接收機硬件平臺
3．1 硬件系統
由矢量信號源(JUNG JIN SG-1710)產(chǎn)生0～200 MHz的信號，經(jīng)過(guò)變壓器后進(jìn)入A／D，輸出LVDS數據和同步時(shí)鐘給FPGA。通過(guò)壓控振蕩器，產(chǎn)生200MHz的差分時(shí)鐘驅動(dòng)A／D。A／D轉換器選取LTC2242-10，它是Linear公司推出的10位250 MSPS，高IF采樣模／數轉換器，該器件提供1.2GHz模擬輸入帶寬，需要2.5V的工作電源。FPGA采用的是Altera公司的StratixⅡ系列的EP2S60F484，等級為C5。壓控振蕩器采用A／D公司的AD9516-3，AD9516-3提供多路輸出時(shí)鐘分配功能，具有亞皮秒級抖動(dòng)性能，還配有片內集成鎖相環(huán)(PLL)和電壓控制振蕩器(VCO)。AD-9516-3提供4路LVDS輸出的工作頻率達800 MHz，在該系統中LVDS輸出200 MHz的時(shí)鐘驅動(dòng)A／D。系統硬件框圖如圖6所示。本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/191185.htm
3．2 硬件系統實(shí)現
根據多項濾波器組理論和Matlab程序仿真的結果，在FPGA內部實(shí)現寬帶信號的信道化。中頻化的信號通過(guò)變壓器經(jīng)AD采集后輸出差分數據。由圖2數字信道化接收機實(shí)現框圖可知，在0～200 MHz的范圍內均勻信道化成16個(gè)信道，因此需要對數據進(jìn)行16／2即8倍的抽取，又由于100～200 MHz是0～100 MHz的鏡像，所以8信道是0信道的一個(gè)延遲，9信道是1信道的一個(gè)延遲，以此類(lèi)推，15信道是7信道的一個(gè)延遲。所以經(jīng)過(guò)抽取的數據將出現50％的覆蓋，在FPGA內部的實(shí)現方法如圖7所示。
圖7中每個(gè)單元為10位的D觸發(fā)器，第一級采用一個(gè)時(shí)鐘clk8x，第二和第三級采用時(shí)鐘clk1x，即為第一級時(shí)鐘的8分頻，時(shí)鐘的分頻和相位設置可以通過(guò)FPGA內部的PLL設置。
根據圖2，抽取到的數據需要濾波，根據多項濾波理論，抽取后的每個(gè)信道需要和原型低通濾波器的系數做卷積。由圖4可知該FIR濾波器的特性，根據Matlab計算得到該濾波器的96階系數，經(jīng)過(guò)8倍抽取和2倍內插補0，生成16×12的矩陣。得到的矩陣的每一行作為相應信道的卷積系數，卷積的實(shí)現過(guò)程如圖8所示。
圖8中第一級的模塊為10位的D觸發(fā)器，第二級為乘法器，第三級為加法器，每一級的時(shí)鐘采用相同的時(shí)鐘。
由于多項濾波結構的特性，每個(gè)信道卷積后需要做并行的FFT計算，所以不能使用QuartusⅡ自帶的IP核FFT模塊，因為其自帶FFT模塊是串行計算的，而且最小支持64點(diǎn)的計算。
FFT的程序編寫(xiě)由復數乘法器和D觸發(fā)器組成，這里用到16點(diǎn)的FFT有4級，每一級都要舍位保留一位符號位，因為無(wú)限制的保留數據位會(huì )造成FPGA的資源不夠，所以不僅需要通過(guò)計算調整舍位，還要確保精度。
圖9和圖10顯示了A／D采集到的數據和信道化后的數據。
圖9為矢量信號源發(fā)生器產(chǎn)生的在第0個(gè)信道上的正弦信號，顯示的是經(jīng)過(guò)A／D采集后FPGA讀取到的數字信號用SignalTapⅡ顯示。
4 結論
文中給出寬帶信道化接收機在Matlab環(huán)境下的算法和精度仿真，驗證了算法的可行性。并根據軟件無(wú)線(xiàn)電思想搭建信道化接收機硬件平臺，實(shí)現了寬帶信號的信道化，實(shí)現了對0～100 MHz頻率范圍的中頻信號8信道的數字信道化。根據仿真結果和實(shí)際硬件測量得到的結果，表明該信道化接收機具有良好的檢測能力，也證明寬帶信道化接收機的在非協(xié)作通信中的檢測能力和應用意義。
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