一種寬帶軌對軌運算放大器設計

　　非恒定跨導是軌對軌運放中存在的主要問(wèn)題之一，實(shí)現恒跨導的方法有多種。其中電平移位法需要及時(shí)調整，具有電路不穩定的缺點(diǎn)。齊納二極管恒壓法可以節約芯片面積，降低功耗，但對跨導控制不是很理想。最大電流選擇法的電路設計比較復雜。本文采用電流鏡改變互補差分對管的尾電流來(lái)實(shí)現恒跨導。

　　通過(guò)電流鏡改變互補差分對管的尾電流來(lái)使跨導恒定?；谑?2)，式(3)，可采用3倍電流鏡和電流開(kāi)關(guān)使2個(gè)差分對管單獨工作時(shí)的電流為原來(lái)單獨導通時(shí)的4倍，這樣整個(gè)輸入級的跨導就可以保持恒定。通過(guò)給開(kāi)關(guān)管加固定偏壓來(lái)控制輸入差分對管尾電流的變化，進(jìn)行偏壓選取，使尾電流的變化和輸入電壓同步變化。

　　運算放大器整個(gè)電路組成如圖2所示，在輸入級中，PMOS差分對M1，M2和NMOS差分對M3，M4組成互補差分對，2個(gè)開(kāi)關(guān)管M5，M8分別控制3倍電流鏡M6，M7和M9，M10產(chǎn)生4倍尾電流，控制電路的輸入差分對管尾電流。MOS管M51，M52，M53以及電壓源VB1，VB2，電流源IB1組成偏置電路，給M5提供所需電壓。當Vcm接近于Vss時(shí)，M1，M2，M3導通，M5截止，則尾電流經(jīng)開(kāi)關(guān)管M8和3倍電流鏡M9，M10給PMOS差分對提供4倍尾電流;當Vcm接近于Vdd時(shí)，M3，M4，M5導通，M8截止，則尾電流經(jīng)開(kāi)關(guān)管M5和3倍電流鏡M6，M7給PMOS差分對提供4倍尾電流;當Vcm處于中間狀態(tài)時(shí)，開(kāi)關(guān)管M5，M8均截止，此時(shí)僅MOS管MA，MB作為電流源提供尾電流。從而，可以得到恒定的跨導。

　　2 輸出級

　　2.1 AB類(lèi)輸出級

　　運算放大器的輸出級可在允許失真范圍內將功率傳輸給負載，對高性能運放來(lái)講，要求輸出級可以向負載傳輸正、負雙向電流，提供盡可能大的輸出電壓擺幅，同時(shí)要求擁有高的效率、小的失真及良好的頻率特性。因此，為了最大效率地利用電源，輸出級必須具有大的輸出擺幅和盡可能小的靜態(tài)電流。為此可采用AB類(lèi)的輸出級。

　　AB類(lèi)輸出級結合了A類(lèi)和B類(lèi)優(yōu)點(diǎn)，在靜態(tài)功耗及輸出電流方面做出了折衷，大大減小了交越失真，同時(shí)實(shí)現了較大的輸出電流。為了減少芯片面積，可將AB類(lèi)驅動(dòng)電路放入折疊共源共柵求和電路中去，由于浮動(dòng)AB類(lèi)控制器可以產(chǎn)生有別于供電電壓的靜態(tài)電流，在輸出級中采用疊接二極管電路，可以對AB類(lèi)控制器產(chǎn)生柵壓偏置。如圖2所示。浮動(dòng)電流源M21，M22對于折疊共源共柵電流求和電路和AB類(lèi)控制器產(chǎn)生偏置，其與圖3所示的AB類(lèi)驅動(dòng)電路中M19，M20有著(zhù)相同的結構，這樣，輸出管M27，M28的靜態(tài)電流不會(huì )受到輸入共模電壓的影響。

　　由于MOS晶體管的柵源電壓的限制，為了獲得軌對軌的輸出范圍，在輸出級使用共源級的晶體管是必須的。圖3所示的為該運算放大器的AB類(lèi)輸出級，M21，M22，IB5和M28，M24，IB8分別提供晶體管M20，M19的柵極偏置電壓。M25，M26的靜態(tài)電流分別由M21，M22，M20，IB7，IB6，IB5和M23，M24，M19，IB7，IB6，IB8確定;輸出級工作時(shí)M25，M26的柵極電壓差是穩定的，并以此來(lái)保證該輸出級為AB類(lèi)輸出級。該輸出級的缺點(diǎn)是輸出管M25，M26的靜態(tài)電流會(huì )受到輸入共模電壓的影響。圖2中采用MOS管M31～M35，M26，M27組成的偏置電路來(lái)提供電路所需電流。