基于LLC拓撲的寬電壓輸出LED驅動(dòng)電源研究

1 引言

半導體照明作為21 世紀的新型光源，具有節能、環(huán)保、壽命長(cháng)、易維護等優(yōu)點(diǎn)。用大功率高亮度發(fā)光二極管(LED)取代白熾燈、熒光燈等傳統照明光源已是大勢所趨。由于LED 自身特性，必須采用恒流源為其供電。因此，高效率恒流驅動(dòng)電源的設計成為LED 應用中一個(gè)重要研究對象。LLC半橋諧振變換器以其高效率、高功率密度等優(yōu)點(diǎn)成為現今倍受青睞的熱門(mén)拓撲， 但一般用于恒壓輸出場(chǎng)合，傳統LLC 被認為不適合應用于寬范圍恒流輸出。此處提出一種半橋LLC 新的設計方法，使其在寬范圍恒流輸出場(chǎng)合依然保持高效率。

因此，LLC 可作為L(cháng)ED 驅動(dòng)的很好的拓撲選擇。

2 恒流LLC 諧振變流器的設計方法

2.1 半橋LLC 變換電路概述

半橋LLC 諧振變流器電路原理如圖1 所示。

兩個(gè)占空比為0.5 互補驅動(dòng)的開(kāi)關(guān)管VS1，VS2 構成半橋結構，諧振電感Lr、諧振電容Cr 和變壓器的勵磁電感Lm 構成LLC 諧振網(wǎng)絡(luò )，變壓器次級由整流二極管VD1~VD4 構成全橋整流電路。

圖1 半橋LLC 諧振變流器電路拓撲

半橋LLC 變流器有兩個(gè)諧振頻率。當變壓器初級電壓被輸出電壓箝位時(shí)，Lm 不參加諧振，Lr和Cr 產(chǎn)生的串聯(lián)諧振頻率為f1;當變壓器不向次級傳遞能量時(shí)，Lm 電壓不被箝位，Lm，Lr，Cr 共同參與諧振，構成諧振頻率f2 為：

2.2 直流增益曲線(xiàn)及工作區間

采用基波近似方法， 可推導出LLC 諧振變流器的直流電壓增益表達式為：

式中：m=Lm/Lr;fn =fs/f1，fs 為開(kāi)關(guān)頻率;Ro 為等效輸出電阻。

圖2 示出半橋LLC 變流器在不同負載情況下的直流增益曲線(xiàn)。LLC 工作在f1(即圖中(1，1)點(diǎn))時(shí)，諧振回路阻抗最小，損耗最低。所以在普通設計中，一般將滿(mǎn)載工作點(diǎn)設計在該點(diǎn)。

圖2 半橋LLC 的直流增益曲線(xiàn)

在圖2 所示3 區間中， 開(kāi)關(guān)管工作在容性區域，開(kāi)關(guān)損耗大，所以在任何設計中都應該避免電路工作在此區域。而2 區間中，LLC 工作在諧振電流斷續模式，可同時(shí)實(shí)現初級開(kāi)關(guān)管ZVS 開(kāi)通和次級整流管ZCS 關(guān)斷，避免反向恢復，所以恒壓輸出的設計中， 一般將所有負載情況下的工作點(diǎn)設計在該區間中。但是在恒流寬電壓范圍輸出設計中，負載變化大，對應的直流增益變化范圍大， 很難保證全負載范圍內所有的工作點(diǎn)均在ZVS 區域。并且電路工作在最大增益點(diǎn)和(1，1)點(diǎn)之間的曲線(xiàn)上， 這段曲線(xiàn)增益越小， 越接近諧振點(diǎn)。故僅能將滿(mǎn)載工作點(diǎn)設計在直流增益高，即fs

在圖2 所示1 區間中，fs>f1，LLC 工作在諧振電流連續模式，初級開(kāi)關(guān)管可實(shí)現ZVS 開(kāi)通，次級整流管不能實(shí)現ZCS 關(guān)斷，會(huì )有反向恢復過(guò)程，但在輸出電流小的情況下影響不大。這一區間增益曲線(xiàn)斜率較大，直流增益可調的范圍廣，可滿(mǎn)足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。

2.3 恒流寬電壓范圍輸出設計

半橋LLC 的直流增益為：

式中：n 為實(shí)際變壓器繞組匝比;Uin，Uo分別為輸入、輸出電壓。

可見(jiàn)，為得到最佳設計點(diǎn)(即諧振點(diǎn))，僅需取期望的變壓器繞組匝比Nnor=Uin /(2Uo)。

由圖2 可見(jiàn)，曲線(xiàn)增益越小，斜率越大。若滿(mǎn)載的工作點(diǎn)設計在諧振點(diǎn)，輸出電壓降至一半(即Gdc 降至0.5)時(shí)的工作頻率將達到2 倍諧振頻率以上， 工作頻率范圍很廣。為使工作頻率范圍變窄，可選擇增益曲線(xiàn)斜率大的一段，即Gdc1.由式(3)及Nnor 計算式可知，若n

圖3 恒流LLC 的工作點(diǎn)

圖3 中，虛線(xiàn)為Uo 在200~100 V 變化時(shí)對應的Gdc， 實(shí)線(xiàn)為Uo 為200~100 V 時(shí)等效負載的增益曲線(xiàn)，Uo 相同時(shí)對應的實(shí)線(xiàn)和虛線(xiàn)的交點(diǎn)即為電路實(shí)際的工作點(diǎn)。在此設計中，Uo 從200~100 V變化時(shí)，工作頻率的范圍為1.22f1~2.11f1.

3 參數分析與優(yōu)化

3.1 f1 選擇

考慮到磁元件的設計， 電路滿(mǎn)載時(shí)的工作頻率設計在100 kHz 左右較為理想。為保證半載工作效率，半載頻率不能太高。所以應當選擇增益曲線(xiàn)中斜率較大的一段，即Gdc1.電路實(shí)際的工作頻率始終大于f1，所以應選f1100 kHz，設計在60~70 kHz 較為合理。

3.2 諧振參數Cr ， Lr

當f1 一定時(shí)，Cr 越小，Lr 越大，Q 越大，增益曲線(xiàn)的斜率越大，故減小Cr 可使半載的工作頻率顯著(zhù)降低。從提高半載效率的角度考慮，Cr 越小越好，但Cr 越小，其兩端的電壓峰值則越大，要降低Cr 的電壓應力，Cr 應取越大越好。設計中應該折中考慮。Cr 確定后，根據f1 可計算出Lr 為：

3.3 n ， Lm 的選擇

為使開(kāi)關(guān)頻率的范圍縮窄， 實(shí)際變壓器繞組匝比應小于期望的變壓器繞組匝比，n

從減小開(kāi)關(guān)管導通損耗的角度考慮， 變壓器Lm 的值越大，初級電流有效值越小，開(kāi)關(guān)管的導通損耗也越小，故希望Lm 越大越好。但Lr 一定時(shí)，Lm 越大則m 越大，增益曲線(xiàn)的斜率變小。為保證所需的Uo 使變換器的工作頻率范圍變寬，會(huì )影響Uo 降到一半時(shí)的效率。所以，在保證一定的開(kāi)關(guān)頻率范圍的前提下，Lm 越大越好。