在ZVS拓撲中選擇最優(yōu)的死區時(shí)間
英飛凌汽車(chē)電子生態(tài)圈
掃碼關(guān)注
獲取最新最全汽車(chē)電子
技術(shù)方案與實(shí)用技巧
很顯然，ZVS導通只有在可用的死區時(shí)間Tdt內才可能實(shí)現。
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/184600.htm輸入MOSFET的輸出電容器完全放電，電壓接近零伏。
圖3顯示的是在分析過(guò)程中使用的簡(jiǎn)化的柵極關(guān)斷電路。由于所有電容都是Vds的函數，可以在計算過(guò)程中使用等效的充電標準。柵極電荷放電分為3個(gè)明顯的階段，如圖4所示。
T0-T1：柵極電源電壓從Vgss到平坦的Vgp階段，Ciss放電，假設關(guān)斷電流是恒定的。在這段間隔時(shí)間里，Igoff電流受到驅動(dòng)能力的限制，而不是柵極電阻的限制。
T1-T2：常規的平臺時(shí)間是從Vds上升到Vin的這段時(shí)間，由于振鈴效應，Vds會(huì )超過(guò)Vin。柵極電流受到柵極環(huán)路總電阻的限制。
T2 – T3：在輸出MOSFET里的電流下降時(shí)間。
可以用這些公式計算三個(gè)時(shí)間間隔：
用來(lái)計算TGSP的Ciss0不是從數據表里找來(lái)的，只是當MOSFET完全導通，Vds = 0V情況下的數值。對于具有極高元胞密度、溝槽式柵極和電荷均衡結構的超低RDS(ON) MOSFET，Ciss0可能比在中壓條件下的Ciss高4到5倍。這里沒(méi)有功率損耗，但這段間隔時(shí)間會(huì )占到可用死區時(shí)間的主要部分。TGPT的計算公式定義了根據驅動(dòng)狀況實(shí)現關(guān)斷過(guò)程中的總電壓上升時(shí)間和電流下降時(shí)間。這是不充分的粗略估算，因為電流下降時(shí)間取決于很多外部參數，例如PCB印制線(xiàn)的電感、封裝的源電感及輸出電壓。這些因素決定了在柵極驅動(dòng)上的初級環(huán)路電流的di/dt。然而，這里要關(guān)注的焦點(diǎn)問(wèn)題是輸入MOSFET在達到零電壓狀態(tài)，可以用過(guò)另一種方式來(lái)確定這種狀態(tài)。既然高邊MOSFET里的電降到零，流在低邊MOSFET里的電流分量也為零。這樣就可以簡(jiǎn)單地估算輸出電容放電所需的時(shí)間，大約是Lpcb 和 Coss的一個(gè)諧振周期的四分之一。
假設PCB印制線(xiàn)的電感遠小于泄漏電感Llk，在TDSD時(shí)間內，變壓器的回路電流不變。有了這個(gè)假設后，我們就可以描述死區時(shí)間Tdt的完整時(shí)序要求。
對于具有高Vth的器件來(lái)說(shuō)，最終的計算結果有點(diǎn)保守。在柵極電壓達到Vth前的上升時(shí)間要更長(cháng)一些，這段時(shí)間會(huì )加到死區時(shí)間里。
在IBC轉換器上的測試結果
上面的分析已經(jīng)在SiR882ADP得到驗證，這款高性能MOSFET定位在高頻DC-DC轉換器。器件的相關(guān)規格見(jiàn)表1。測試平臺是在200kHz下工作的48V~9.6V IBC轉換器。最初的設計把死區時(shí)間設定為20ns。根據表1的數值，顯然這個(gè)死區時(shí)間是足夠的。
圖5a至圖5c顯示的是50ns、75ns和20ns這三個(gè)不同死區時(shí)間的開(kāi)關(guān)節點(diǎn)的波形。圖6顯示的是整個(gè)轉換器的功率損耗，功率損耗是不同死區時(shí)間的函數。最小損耗的最優(yōu)開(kāi)關(guān)發(fā)生在死區時(shí)間為50ns的情況下，跟計算結果一樣。在20ns死區時(shí)間時(shí)，低邊MOSFET導通，開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓為Vin，會(huì )產(chǎn)生共通損耗。75ns情況下的波形看起來(lái)很清楚，具有額外的安全裕量，二極管導通的時(shí)間也增加了。圖6顯示了這個(gè)影響：隨著(zhù)電流加大，二極管損耗逐步增加。
評論