一種新穎的ZVZCS PWM全橋變換器
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摘要：提出了一種新穎的零電流零電壓開(kāi)關(guān)（ZCZVS）PWM全橋變換器，通過(guò)增加一個(gè)輔助電路的方法實(shí)現了變換器的軟開(kāi)關(guān)。與以往的ZCZVSPWM全橋變換器相比，所提出的新穎變換器具有電路結構簡(jiǎn)單、整機效率高以及電流環(huán)自適應調整等優(yōu)點(diǎn)，這使得它特別適合高壓大功率的應用場(chǎng)合。詳細分析了該變換器的工作原理及電路設計，并在一臺功率為4kW，工作頻率為80kHz的通信用開(kāi)關(guān)電源裝置上得到了實(shí)驗驗證。
關(guān)鍵詞：全橋變換器；零電壓開(kāi)關(guān)；零電流開(kāi)關(guān)；軟開(kāi)關(guān)；脈寬調制
引言
移相全橋零電壓PWM軟開(kāi)關(guān)（PS?FB?ZVS）變換器與移相全橋零電壓零電流PWM軟開(kāi)關(guān)（PS?FB?ZVZCS）變換器是目前國內外電源界研究的熱門(mén)課題，并已得到了廣泛的應用。在中小功率的場(chǎng)合，功率器件一般選用MOSFET，這是因為MOSFET的開(kāi)關(guān)速度快，可以提高開(kāi)關(guān)頻率，采用ZVS方式，就可將開(kāi)關(guān)損耗減小到較為理想的程度[1]。而在高壓大功率的場(chǎng)合，IGBT更為合適。但IGBT的最大的缺點(diǎn)是具有較大的開(kāi)關(guān)損耗，尤其是由于IGBT的“拖尾電流”特性，使得它即使工作在零電壓情況下，關(guān)斷損耗仍然較大，要想在ZVS方式下減少關(guān)斷損耗，則必須加大IGBT的并聯(lián)電容。然而由于輕載時(shí)ZVS很難實(shí)現（滯后臂的ZVS更難實(shí)現），因此ZVS方案對于IGBT來(lái)說(shuō)并不理想。若采用常規的移相全橋軟開(kāi)關(guān)變換器，其優(yōu)點(diǎn)是顯而易見(jiàn)的，即功率開(kāi)關(guān)器件電壓、電流額定值小，功率變壓器利用率高等，但是它們卻也存在著(zhù)各種各樣的缺點(diǎn)：有的難以適用于大功率場(chǎng)合；有的要求很小的漏感；有的電路較為復雜且成本很高[2][3][4][5][6]。
本文提出了一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器，它能有效地改進(jìn)以往所提出的ZVZCSPWM全橋變換器的不足。這種變換器是在常規零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個(gè)輔助電路，此輔助電路的優(yōu)點(diǎn)在于沒(méi)有有損元件和有源開(kāi)關(guān)，且結構簡(jiǎn)單。次級整流二極管的電壓應力與傳統PWM全橋變換器相等，而ZCS具有最小的環(huán)路電流值。電流環(huán)能夠根據負載的變化情況自動(dòng)進(jìn)行調整，從而保證了負載在較大范圍內變化時(shí)變換器同樣具有較高的效率。
1 工作原理
該ZVZCSPWM全橋變換器主電路如圖1所示。它是在傳統的零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個(gè)輔助電路，同時(shí)，該變換器還采用了移相控制方式。在圖1中，S1和S3分別超前于S4和S2一個(gè)相位，稱(chēng)S1和S3組成的橋臂為超前臂，S2和S4組成的橋臂為滯后臂。C1和C3分別是S1和S3的外接電容。Lr是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個(gè)橋臂的兩個(gè)功率管成180互補導通，兩個(gè)橋臂的導通角相差一個(gè)相位，即移相角，通過(guò)調節移相角的大小來(lái)調節輸出電壓。超前臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現零電壓導通和關(guān)斷的工作原理與ZVSPWM全橋變換器相同，而滯后臂開(kāi)關(guān)管是通過(guò)輔助電路來(lái)實(shí)現零電流導通和關(guān)斷的，由于輸出電感的儲能用來(lái)實(shí)現超前臂開(kāi)關(guān)管的ZVS，所以可以用外接電容來(lái)減小開(kāi)關(guān)損耗。通過(guò)對Ch放電，流過(guò)變壓器的原邊電流在諧振周期內減小到零，從而實(shí)現了滯后橋臂的ZCS。
為了便于分析變換器的穩定工作狀態(tài)，而作如下假設：
――所有開(kāi)關(guān)管、二極管、電容、電感均為理想元器件；
――輸出濾波電感Lf足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)過(guò)程中可以等效為一個(gè)恒流源。
圖2
在半個(gè)工作周期內，變換器有8種開(kāi)關(guān)模態(tài)。因為，電流環(huán)能夠根據負載的變化而作相應的調整，所以，這些開(kāi)關(guān)模態(tài)在負載較輕的情況下變化很小。
1.1 變換器在滿(mǎn)載條件下工作
假定變換器工作在滿(mǎn)載條件下，其各個(gè)模態(tài)的等效電路及主要波形圖如圖2和圖3所示。
1）開(kāi)關(guān)模態(tài)1[t0，t1]在t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1及S4導通，輸入電壓Vs加到了變壓器的漏感Lr上，原邊電流ip從零開(kāi)始線(xiàn)性增加，在t1時(shí)刻，電流ip增加到與輸出電感電流值相等。電流ip的變化式如式（1）所示。
ip(t)=(Vs/Lr)t （1）
2）開(kāi)關(guān)模態(tài)2[t1，t2]t1時(shí)刻后，開(kāi)關(guān)管S1和S4繼續導通，輸入功率傳到了變壓器的次級。輔助線(xiàn)圈的漏感Llks與吸持電容Ch產(chǎn)生諧振，給Ch充電，Ch上的電壓及電流可由式（2）及式（3）得到。
在t2時(shí)刻，Ch上的電壓達到最大值VH，同時(shí)電流減小為零。為了防止二極管Dd在該工作模態(tài)下導通，Ch的最大電壓值VH應當設計得比輸入電壓反射到次級的電壓Vs/n小。
3）開(kāi)關(guān)模態(tài)3[t2，t3]當Ch的充電電流減小到零的時(shí)候，Dc零電流關(guān)斷，Ch上的電壓保持在VH。原邊電流仍被傳遞到輸出端。
4）開(kāi)關(guān)模態(tài)4[t3，t4]在t3時(shí)刻，S1關(guān)斷，原邊電流給電容C1充電，使C3放電，變壓器原邊電壓vAB開(kāi)始線(xiàn)性下降，即
vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t （5）
式中：Io為輸出電流；
Ceq=C1＋C3。
變壓器的次級電壓vsec以相同的速率下降，直到t4時(shí)刻其值與Ch上的電壓值相等為止。
5）開(kāi)關(guān)模態(tài)5[t4，t5]當vsec下降到VH時(shí)，二極管Dd導通，vsec被箝位在Ch的電壓值。變壓器的原邊電壓vAB還以與先前同樣的速率下降到零，而vsec則緩慢地下降。在該模態(tài)下，因為與原邊電壓相比，vsec的下降非常緩慢，因此可以把vsec看作常數。變壓器次級電壓反射到初級上的電壓值和初級電壓值之差加在了諧振電感Lr上，變壓器原邊電流和電壓分別按式（6）及式（7）規律下降。
到t5時(shí)刻，C3上的電量被完全釋放，C3電壓下降到零，同時(shí)開(kāi)關(guān)管S3零電壓導通。原邊電壓vAB也下降到零。
6）開(kāi)關(guān)模態(tài)6[t5，t6]該模態(tài)下，變壓器次級電壓反射到初級上的電壓加到了變壓器的漏感上，原邊電流以更快的速率下降到零.
變壓器次級電壓按式（9）規律下降。
vsec(t)=VHcos(ωct) （9）
7）開(kāi)關(guān)模態(tài)7[t6，t7]原邊電流復位，整流二極管關(guān)斷。電容Ch通過(guò)Dd放電，向負載提供電流。變壓器次級電壓按式(10)規律下降到零。
vsec(t)=VHcos(ωctm6)－(iO)t （10）
式中：tm6=t6－t5。
8）開(kāi)關(guān)模態(tài)8[t7，t8]Ch完全放電，輸出感應電流通過(guò)續流二極管Df續流。在t8時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S4的驅動(dòng)脈沖下降為零，S4零電流關(guān)斷。
1.2 變換器在輕載條件下工作
假定變換器工作在輕載條件下，隨著(zhù)負載電流的降低，Ch在模態(tài)7時(shí)不能完全放電，其上電流在t10時(shí)刻以前連續地提供給負載，其電壓的最大值與最小值之間的差值可通過(guò)對自身的放電電流積分來(lái)獲得，如式（11）所示。
由式（11）可以看出，在帶輕載的條件下，式（3）
所表示的Ch上的電流產(chǎn)生如下變化。
2 電路設計
2.1 超前臂的ZVS條件
為了實(shí)現超前臂的ZVS，開(kāi)關(guān)電壓應當在死區時(shí)間內下降到零，即：
tdead>tm4＋tm5 （13）
式中：
從式（15）可以看出，保證開(kāi)關(guān)管實(shí)現ZVS的最小電流可由式（16）得到。
不同的吸持電容Ch數值與最大電壓值VH所對應的ZVS范圍如圖4所示。開(kāi)關(guān)管超前臂的關(guān)斷損耗可通過(guò)給IGBT增加外接緩沖電容來(lái)減小。從圖4還可以看出大電容Ceq對ZVS范圍的限制。因此，Ceq的選擇應綜合考慮ZVS范圍和超前臂的開(kāi)關(guān)關(guān)斷損耗。
2.2 滯后臂的ZCS條件
吸持電容的歸一化值如式（17）所示。
圖5所示為吸持電容不同歸一化值所對應的原邊電流的復位情況。為了實(shí)現滯后臂的ZCS，Ch的能量應該足夠大，從而通過(guò)Lr使原邊電流復位，且原邊電流應當在滯后臂關(guān)斷之前減小到零。從式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。
從式（18）和圖5可以看出，為了確保ZCS，應當增加Ch或VH的值。但是，VH的最大值不能高于輸入電壓反射到次級的電壓Vs/n；同樣，大電容Ch增大了環(huán)路電流，而環(huán)路電流又通過(guò)Ch間接加到了負載。綜合考慮，軟開(kāi)關(guān)在變換器功耗方面的效果不僅與開(kāi)關(guān)損耗的減小有關(guān)，還與由軟開(kāi)關(guān)引起的附加導通損耗有關(guān)。為了獲得預期的效率，要求在設計時(shí)Ch的值取得越小越好，從而使附加導通損耗最小化。
2.3 輸出耦合電感
為了保證輔助電路二極管Dc的軟變換，輸出耦合電感的漏感Llks應當滿(mǎn)足式（19）。
式中：Dmin為最小占空比。
給Ch充電的諧振電流也耦合到了輸出電感電流中，從而增加了輸出電容的電流紋波。因此，Llks應當在滿(mǎn)足式（19）的條件下盡量取大，以減小諧波電流的有效值。
3 實(shí)驗結果
為了驗證ZVZCSPWM全橋變換器的工作原理和性能，在實(shí)驗室完成了一臺80V/50A，80kHz的樣機，其電路如圖6所示，參數如下：
輸入直流電壓Vs=630（110％）V；
圖3
變壓器原副邊匝比N1∶N2=5.33，變壓器原邊漏感Lr=9μH；
輸出濾波電感Lf=20μH，N3∶N4=1.12，漏感Llks=1.8μH；
輸出整流二極管Dc，Dd，Df，DrecC60P40FE(400V，60A)；C1=C3=1nF；Ch=0.47μF(電解電容)；R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；
開(kāi)關(guān)頻率f=80kHz。
圖8給出了根據原理樣機得到的效率曲線(xiàn)。滿(mǎn)載時(shí)效率最高，達到94％。
圖7
4 結語(yǔ)
本文提出了一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器，并具體分析了它的工作原理、電路設計及性能。最后通過(guò)一臺4kW的原理樣機的試驗結果，證明了該變換器具有以下主要優(yōu)點(diǎn)：
――所采用的輔助電路無(wú)有源開(kāi)關(guān)；
――次級整流二極管具有與傳統的全橋PWM變換器相同的電壓應力值；
――輔助電路二極管Dc實(shí)現了軟變換；
――能夠使變換器在開(kāi)關(guān)頻率為80kHz且滿(mǎn)載時(shí)效率高達94％。
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