36V/30A鎳氫電池充電電源的設計和實(shí)現
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摘要：主電路采用全橋變換拓撲形式，控制電路以UC3825集成控制芯片為核心設計了36V/30A鎳氫電池充電電源。為滿(mǎn)足充電特性的要求，設計了恒壓限流電路及PI調節電路，從而提高了電源的穩態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。設計的過(guò)流、過(guò)壓保護電路，有效地提高了電源的可靠性。
關(guān)鍵詞：PI調節；恒壓限流；過(guò)流過(guò)壓保護；斜波補償
引言
高頻開(kāi)關(guān)電源由于具有更高的效率、更小的體積和重量以及更快的動(dòng)態(tài)響應，而被廣泛地應用在各種領(lǐng)域。鎳氫電池是性能優(yōu)異的綠色環(huán)保產(chǎn)品，是電池發(fā)展的新潮流，需求前景十分看好。本文介紹的充電電源就是針對一種機器人使用的大容量鎳氫電池設計的，具體要求如下：
輸入電壓 AC 220（110％）V，50Hz（45～60Hz）；
輸出電壓 DC 36V；
輸出電流 30A；
最大輸出功率 1080W；
效率 >85％；
負載調整率 0.5％。
為滿(mǎn)足設計要求，功率管選用MOSFET，基于峰值電流控制模式，設計了36V/30A全橋拓撲結構鎳氫電池充電電源。
1 主電路和驅動(dòng)電路
主電路設計中，首先要確定主電路的拓撲形式。因為全橋結構功率管電壓應力較小，因此采取該拓撲形式。此外，為防止合閘時(shí)電流沖擊，設計了合閘電流限制電路。為使功率管可靠地工作，驅動(dòng)電路必須有良好的驅動(dòng)能力。
1.1 主電路拓撲
主電路如圖1所示，功率開(kāi)關(guān)管S1～S4組成逆變橋，S1、S4和S2、S3由驅動(dòng)電路以PWM方式控制而交替通斷,將直流輸入電壓VDC變換成高頻方波交流電壓。變壓器副邊電壓經(jīng)全橋整流、Lf及Cf濾波后，輸出穩定的直流電壓。
由于S1、S4和S2、S3的導通時(shí)間不可能完全一致，因此變壓器會(huì )出現偏磁現象，致使鐵心飽和，破壞了電路的正常工作，甚至引發(fā)故障。為此在高頻變壓器一次側串入隔直電容C，以防止偏磁現象的發(fā)生。C值由式（1）決定。
式中：Lf輸出濾波電感；
n是變壓器原副邊匝數比；
fs是功率管的開(kāi)關(guān)頻率。
當一組功率管（例如S1和S4）導通時(shí),截止功率管（S2和S3）上施加的電壓為輸入電壓VDC。為減小功率管上的電壓應力，改善開(kāi)關(guān)管的工作環(huán)境，在每個(gè)開(kāi)關(guān)管上并聯(lián)了RC關(guān)斷緩沖電路，限制了開(kāi)關(guān)管的電壓上升率dv/dt，改變了其關(guān)斷時(shí)的開(kāi)關(guān)軌跡，確保了功率管在其反偏安全工作區運行。功率管的關(guān)斷損耗大部分轉移到緩沖電路中，改善了其工作環(huán)境。緩沖電路R及C參數的選擇，應保證在功率管開(kāi)通過(guò)程中，C放電完畢，一般取RC=（1/3～1/5）ton（ton為功率管的開(kāi)通時(shí)間）。
1.2 合閘電流限制電路
合閘沖擊電流限制電路，采用限流電阻與SCR并聯(lián)電路。合閘時(shí)，輸入電壓經(jīng)過(guò)限流電阻向濾波電容充電。當電容電壓到達一定值時(shí)，逆變電路開(kāi)始工作。在高頻變壓器上附加繞組輸出電壓經(jīng)整流后，輸出控制信號，觸發(fā)SCR的導通，限流電阻被短接。此種限流電路結構簡(jiǎn)單，并且即時(shí)響應，沒(méi)有延時(shí)。限流電阻值太小，合閘時(shí)電流過(guò)大，電阻消耗功率很大；限流電阻值太大，充電緩慢。一般情況下，限流電阻的阻值應能保證合閘電流為電路穩定工作電流的8～10倍。
驅動(dòng)電路采用變壓器耦合的驅動(dòng)方式，變壓器副邊接成互補推挽功率放大電路，增大了驅動(dòng)能力。因為在全橋電路結構中，對管的驅動(dòng)脈沖應該相同，所以變壓器采用單路輸入雙路輸出形式，如圖2所示。
在圖2中，電阻R1與R2組成了箝位網(wǎng)絡(luò )，保證了輸出脈沖的電平，R3用來(lái)抑制寄生振蕩。與其它驅動(dòng)電路形式相比，該驅動(dòng)電路不需要過(guò)多的輔助電源，結構簡(jiǎn)單、易于實(shí)現。
2 控制電路
控制電路主要包括恒壓限流電路和保護電路。為解決峰值電流控制模式自身存在的缺點(diǎn)，設計了斜波補償電路，合理設計斜波補償電路的參數，也有助于抑制偏磁現象。
電路如圖3所示，A1和A2是兩個(gè)運算放大器，Vref是基準電壓，VV和VI分別是反饋電壓和反饋電流信號。其工作原理是：當負載電流還沒(méi)有達到Viref值時(shí)，運放A1處于調節狀態(tài)，A2輸出高電平，二極管D反向截止，此時(shí)誤差放大器的輸出只受A1控制，處于恒壓調節過(guò)程。當VV>VVref時(shí)，誤差放大器的輸出低電平，當VVVVref時(shí)，誤差放大器的輸出高電平。當反饋電流等于Viref時(shí)且輸出反饋電壓等于VVref，兩個(gè)運放同時(shí)起作用。當反饋電流大于Viref值時(shí)，輸出反饋電壓必然小于VVref，A1輸出高電平，而A2處于調節狀態(tài)。因為A2優(yōu)先級比A1高，達到了限流的目的。
2.2 PI調節器參數的設計
在恒壓限流電路中，必然涉及PI調節器參數的確定。采用超前-滯后補償方式。在低頻增加一個(gè)積分環(huán)節，也就是有一個(gè)－20dB/oc的衰減。使穩態(tài)無(wú)靜差；中頻以－20dB/oc穿越剪切頻率，使系統有足夠的穩定裕度；高頻以－40dB/oc衰減，使高頻信號被迅速地衰減。
3個(gè)點(diǎn)的設計如下：
1）零點(diǎn)f1 將零點(diǎn)配置在輸出濾波器最低極點(diǎn)頻率或以下，以補償濾波器極點(diǎn)引起的滯后。這種補償的實(shí)質(zhì)是減少誤差放大器零點(diǎn)與極點(diǎn)間的相位滯后量。
2）極點(diǎn)f2 極點(diǎn)用以抵消輸出濾波電容ESR引起的零點(diǎn)作用。極點(diǎn)頻率應在零點(diǎn)頻率附近。
3）剪切點(diǎn)f3 也就是閉環(huán)的穿越頻率，它應該小于開(kāi)關(guān)頻率的1/5。設控制到輸出特性增益為GDC，系統輸出極點(diǎn)頻率為fo。
以上有三個(gè)等式構成的方程組，但是存在4個(gè)未知數。在實(shí)際的參數確定過(guò)程中，要先確定其中的一個(gè)參數，再確定其它的參數。為保證數值的合理性，要注意電阻與電容的搭配問(wèn)題。通過(guò)PSPICE,SABER等仿真工具，進(jìn)行模擬，可以減少計算量，得到合理的數值。最終選擇的參數是：C1=1μF，C2=22nF，R1=16kΩ，R2=18kΩ。
2.3 保護電路
此電路用于實(shí)現過(guò)流保護和過(guò)壓保護，由于過(guò)壓保護與過(guò)流保護電路結構完全相同，僅取一個(gè)單元來(lái)說(shuō)明，其電路如圖4所示。當發(fā)生過(guò)壓（或過(guò)流）時(shí)，即VVf>VVref，運放A3輸出高電平。從圖4可以看出，該電路為正反饋電路，通過(guò)Rv2和Dv1支路，將高電平狀態(tài)保持。同時(shí)運放輸出到UC3825的限流保護端，鎖住輸出脈沖，達到保護功能。Dv1的作用是當出現過(guò)壓時(shí)，此信號被保持，保護電路起作用。只有斷電以后，此信號才被復位，電路正常工作。
2.4 斜波補償
圖5示出斜坡補償電路。T1是電流互感器，接在變壓器副邊繞組，經(jīng)D1～D4整流后在R1上得到對應的電壓，再經(jīng)過(guò)C1、R2、C2濾波，濾去初級電流Ip中的前沿尖峰，避免誤動(dòng)作。再經(jīng)過(guò)Ri與經(jīng)過(guò)Rb和Cb的CT信號合成，輸入到腳V/I，疊加斜坡補償信號到初級的電流波形，Ri及Rb值的比例決定了所加的斜坡補償量。電容Cb是交流耦合電容，隔離了直流分量使CT的交流分量耦合到Ri。
斜坡補償設計步驟如下：
1）計算電感電流的下降沿 m2=di/dt=Vout/L（A/s）；
2）計算反映到初級的電感電流下降沿 m2′=m2/n（n為高頻變壓器的匝比）；
3）計算初級測得的下降沿坡度Vm2=m2′RSENSE（V/s）；
4）計算CT充電時(shí)的坡度 d(Vosc)=Vosc/ton（V/s）
應用疊加定理求斜坡補償后電流輸入端電壓。斜坡補償后加到芯片電流輸入端的電壓為
5）計算斜坡補償值斜坡補償電壓VCOMP為
式中：M為補償比例，應大于0.5，一般取0.75～1。
取補償比例M=0.99，Ri=4.7kΩ，經(jīng)計算得Rb=16kΩ
3 實(shí)驗結果分析
驅動(dòng)電路脈沖波形如圖6所示，其中開(kāi)關(guān)頻率f=25kHz，tr=0.423μs，tf=0.804μs，Vgs=15.23V。上升沿和下降沿比較陡峭，驅動(dòng)電平適中，符合要求，有良好的驅動(dòng)能力。
如圖7(a)所示，輕載時(shí)開(kāi)關(guān)管漏源電壓波形對稱(chēng)，不存在偏磁現象。當加載到一定程度時(shí)，開(kāi)關(guān)管漏源電壓波形出現不對稱(chēng)，說(shuō)明同一橋臂的開(kāi)關(guān)管導通不對稱(chēng)，從而出現偏磁現象。經(jīng)分析，是由于斜波補償不夠導致，增大補償量，偏磁現象得到明顯抑制，開(kāi)關(guān)管漏源電壓波形基本對稱(chēng)，如圖7(b)所示。
V：50V/格 t:10μs/格
（a）輕載時(shí)
V：50V/格 t:10μs/格
（b）滿(mǎn)載時(shí)
圖8為合閘沖擊電流限流電阻兩端的電壓波形，當SCR未起作用時(shí)，電壓開(kāi)始緩慢上升，充電結束后，電位跌至零,如圖8(a)所示；當SCR起作用時(shí)，電壓在開(kāi)始很短的時(shí)間內有一個(gè)很小的幅值，這是SCR導通的過(guò)程，此后電壓為零，整個(gè)過(guò)程電壓幾乎保持水平，說(shuō)明合閘時(shí)電路電流比較小，如圖8(b)所示。
圖7、8
（a）SCR未起作用時(shí)
V：50V/格 t:10μs/格
（b）SCR工作時(shí)
當滿(mǎn)載運行時(shí)，即36V/30A輸出時(shí)，輸出電壓紋波為1.327V，電源效率η=86.2％。當輕載運行時(shí)，輸出電壓紋波為0.223V，電源效率η=54.6％。當交流輸入電壓上下浮動(dòng)10％時(shí)，輸出電壓浮動(dòng)0.04V，基本不變，說(shuō)明電源的負載調整率和電壓調整率都很小。
4 結語(yǔ)
實(shí)驗結果表明，設計的36V/30A電源，輸出電壓紋波較小，滿(mǎn)載時(shí)電源效率較高，電網(wǎng)電壓浮動(dòng)時(shí)，電源能正常工作，應用在鎳氫電池充電，達到了良好的效果。為改善電源的動(dòng)態(tài)響應，減小電源的靜態(tài)誤差，PI調節和斜波補償的設計顯得尤為重要。
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