6kV A逆變器滯環(huán)調制與單極性SPWM倍頻調制的比較
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技術(shù)方案與實(shí)用技巧
L(>=)
=0.43mH（6）
實(shí)際電路中取電感值為0.5mH。
電路中電容的作用是和電感一起構成一個(gè)低通濾波器，因此，在電感值確定后，就可以根據L濾波器的截止頻率來(lái)確定電容C的值。由于SPWM倍頻調制方式下，輸出諧波為開(kāi)關(guān)頻率2倍及以上的高次諧波，所以可以取截止頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即
（7）
推得
C(>=)
=3.17μF（8）
實(shí)際電路中，由于器件的非理想特性、基準波也非標準的正弦波以及死區對輸出波形的影響，所以，輸出波形中還包含有一定的低次諧波，C的取值必須大一些，以對這些低次諧波有一定的抑制作用，最終取電容值為16μF。
3.2 滯環(huán)調制下濾波器的設計
滯環(huán)調制下輸出濾波器的設計和單極性SPWM倍頻調制下有很大的不同。首先，滯環(huán)調制中電感電流的紋波是由滯環(huán)寬度h所決定，用電感電流的最大紋波值來(lái)確定電感值的方法并不適用。其次，滯環(huán)調制下由于開(kāi)關(guān)頻率并不固定，其輸出電壓波形諧波分布廣且不含有特定頻率的諧波[3]，所以，與單極性SPWM調制下根據器件開(kāi)關(guān)頻率設定輸出濾波器的截止頻率不同，其輸出濾波器的截止頻率應該根據輸出的基波頻率來(lái)設定。本文中逆變器的輸出頻率為50Hz，取輸出濾波器的截止頻率為輸出頻率的10倍即500Hz，可得
=500（9）
從式（9）可以確定L和C的乘積值，再進(jìn)一步確定L和C的取值則多依賴(lài)于工程經(jīng)驗進(jìn)行綜合考慮。如果L值過(guò)大將使系統的動(dòng)態(tài)響應太慢，甚至使得電感電流追蹤不上ig的變化導致系統失調；L值過(guò)小則會(huì )增加輸出的脈動(dòng)，增大損耗。C值越大輸出電壓的THD就越好，但同時(shí)也會(huì )增大逆變器的無(wú)功電流，增大損耗。工程中一般可以根據在剪切頻率附近使得
ωL≈
（10）
來(lái)確定L和C的取值。
根據式（9）和式（10），最終實(shí)際系統中取L為1mH，C為80μF。
3.3 輸出波形與THD
圖4和圖5是兩種調制方式下6kV·A逆變器在阻性負載下的滿(mǎn)載輸出波形，表1則是使用功率分析儀測得逆變器在空載、半載和滿(mǎn)載情況下輸出THD值，可見(jiàn)SPWM調制方式下的輸出THD要明顯好于電流滯環(huán)調制方式下的輸出THD值。
圖4 電流滯環(huán)調制逆變器阻性滿(mǎn)載輸出波形
圖5 SPWM倍頻調制逆變器阻性滿(mǎn)載輸出波形
表1 兩種調制方式下空載與滿(mǎn)載輸出THD值
| 負載 | 滯環(huán)調制 | SPWM倍頻調制 | ||
|---|---|---|---|---|
| 有效值/V | THD/％ | 有效值/V | THD/％ | |
| 空載 | 221.1 | 1.0 | 222.1 | 0.6 |
| 半載 | 219.8 | 1.2 | 219.8 | 0.7 |
| 滿(mǎn)載 | 217.8 | 1.3 | 218.3 | 0.7 |
4 結語(yǔ)
綜上所述，電流滯環(huán)調制作為一種非線(xiàn)性的調制方式，和SPWM倍頻調制相比，它具有穩定性強和動(dòng)態(tài)響應快的優(yōu)點(diǎn)。但滯環(huán)調制的逆變器輸出波形諧波分布廣，這使得濾波器的設計困難，在相同的功率等級下，盡管使用了大得多的濾波器，滯環(huán)調制逆變器輸出波形THD值仍達到接近兩倍SPWM倍頻調制逆變器輸出波形THD的值。同時(shí)也由于諧波頻率豐富，滯環(huán)調制的輸出濾波器的工作噪聲也要比SPWM倍頻控制大得多。所以，從改善輸出波形和減小濾波器體積和噪聲角度考慮，SPWM倍頻調制顯然是更好的選擇。
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